Trước khi đi vμo phân tích sơ đồ nguyên lý hoạt động của hệ thống thông tin quang Coherent, ta cần lưu ý lại ý nghĩa của từ "Coherent" dùng để chỉ kỹ thuật trộn phi tuyến giữa hai sóng quang. Ng−ợc lại, trong các tμi liệu thông tin về vô tuyến, từ "Coherent-kết hợp" dùng để chỉ kỹ thuật tách sóng mμ ở đó pha của tín hiệu tới đ−ợc quyết định bởi bộ thu. Nh− vậy, các kỹ thuật đ−ợc gọi lμ "Coherent" trong thông tin quang thì đ−ợc gọi lμ
"không kết hợp" trong thông tin vô tuyến [8]. Để đi vμo phân tích hệ thống, chúng ta hãy khảo sát hình 6.2 mô tả sơ đồ nguyên lý hoạt động cơ bản của hệ thống thông tin quang Coherent trong đó tập trung vμo phía thu quang vốn đ−ợc coi lμ mấu chốt của hệ thống.
Cấu trúc thiết bị thu bao gồm một bộ trộn quang được đặt ngay trước bộ tách sóng để trộn tín hiệu quang đến từ phía sợi truyền dẫn với sóng quang đ−ợc phát ra từ bộ dao động nội
LO (Local Oscillator). Bộ dao động nội sử dụng laser có độ rộng phổ hẹp đ−ợc đặt tại thiết bị thu quang.
Hình 6.2. Sơ đồ nguyên lý hoạt động của hệ thống thông tin quang Coherent.
Nguyên lý hoạt động của hệ thống như sau. Giả sử chúng ta coi trường điện từ của tín hiệu truyền đi từ phía phát lμ sóng phẳng có dạng:
Es = As cos[ωst+φs( )t ] (6-1) ở đây As lμ biên độ của trường tín hiệu quang, ωs lμ tần số tín hiệu, vμ φs(t) lμ pha của tín hiệu quang. Để truyền thông tin, chúng ta có thể sử dụng kỹ thuật điều biên, hoặc điều chế tần, hoặc điều chế pha sóng mang quang:
Điều chế khoá dịch biên độ (Amplitude Shift Keying - ASK) hoặc lμ điều chê “khoá
đóng mở” (on - off keying - OOK). Trong trường hợp nμy φs lμ hằng số vμ biên độ tín hiệu As chỉ nhận một trong hai giá trị trong chu kỳ mỗi bít, phụ thuộc giá trị “0” hoặc giá
trị “1” đ−ợc truyền đi.
Trong điều chế khoá dịch tần (Frequency Shift Keying - FSK), biên độ As lμ hằng số vμ pha của tín hiệu φs(t) nhận giá trị ω1t hoặc ω2t, trong đó tần số ω1 vμ ω2 biểu thị các giá trị của tín hiệu nhị phân.
Trong điều chế khóa dịch pha (Phase Shift Keying - PSK), thông tin đ−ợc truyền đi qua sự thay đổi pha với sóng hình sin có φs(t) = βsinωmt, trong đó β lμ chỉ số điều chế vμ ωm lμ tÇn sè ®iÒu chÕ.
Tại bộ thu quang, tín hiệu nμy tr−ớc hết đ−ợc trộn với sóng quang phát ra từ bộ dao
động nội. Rồi bộ thu tách sóng tín hiệu kết hợp từ hai tín hiệu nμy. Việc trộn tín hiệu mang thông tin với sóng dao động nội đ−ợc tiến hμnh tại bề mặt bộ tách sóng quang. Dao
động nội có trường được viết như sau:
ELO =ALO cos[ωLOt+φLO(t)] (6-2) ở đây ALO lμ biên độ của trường dao động nội, ωLO lμ tần số dao động nội, vμ φLO(t) lμ pha của dao động nội. Ký hiệu vô hướng trong cả trường E vμ E với giả thiết rằng hai
Mạch lọc vμ hồi phục tín hiệu PD
Bé trén Tín hiệu quang
thu đ−ợc
Dao động néi (LO)
ωLO
ωS Tín hiệu IF (ωS-ωLO)
Tín hiệu
điện K. đại
§iÒu chÕ LD
FSK ASK, PSK
Phát quang thu quang
trường lμ phân cực đồng nhất. Bộ tách sóng phía thu sẽ đáp ứng với cường độ ⏐Es +ELO⏐2. Vì công suất quang tỷ lệ với cường độ, công suất thu được tại bộ tách sóng được cho bởi P = K ⎪Es + ELO⎪2, ở đây K lμ hằng số tỷ lệ. Nh− vậy ta sẽ có:
Pcoh(t)=Ps +PLO +2 PsPLO cos[(ωIFt +φ(t)]cosθ(t) (6-3) trong đó ωIF = ωs - ωLO lμ trung tần (tần số trung gian), φ(t) = φs(t) - φLO(t) lμ sự khác pha tương đối giữa tín hiệu mang thông tin đi tới vμ tín hiệu dao động nội, vμ cosθ(t) thể hiện sự không đồng bộ phân cực giữa sóng tín hiệu vμ sóng dao động nội:
LO s
LO s
E E
E t EG G
G G
= ) (
cosθ (6-4)
ở đây đã sử dụng điều kiện rằng bộ tách sóng không đáp ứng với dạng dao động gần tần số 2ωs. Các tham số Ps = KAs2 vμ PLO = KA2LO t−ơng ứng lμ các công suất quang tín hiệu vμ dao động nội. Thông thường thì PLO lớn hơn nhiều Ps. Khi ωs ≠ ωLO, tín hiệu quang sẽ được giải điều chế ở hai trạng thái: tần số mang của nó trước hết được biến đổi thμnh trung tần fIF = ωIF/2π (tiêu biểu bằng 0,1 ữ 5 GHz) tr−ớc khi tín hiệu đ−ợc giải điều chế tới băng cơ bản. Không phải lúc nμo cũng cần thiết phải sử dụng tới trung tần. Trong các bộ thu Coherent thực tế, có hai kỹ thuật tách sóng Coherent để lựa chọn tuỳ thuộc vμo ωIF có bằng không hay khác không. Chúng đ−ợc gọi t−ơng ứng lμ tách sóng homodyne vμ heterodyne. Sự cải thiện độ nhạy thu trong tách sóng Coherent đ−ợc thể hiện bằng các kỹ thuật nμy, chúng đ−ợc phân tích thông qua việc so sánh giữa các dòng photo trong tách sóng trực tiếp vμ tách sóng Coherent. Sau đây sẽ xem xét các kỹ thuật tách sóng nμy.
6.2.2 Kỹ thuật tách sóng quang Coherent 1) Tách sóng homodyne
Trong kỹ thuật tách sóng homodyne, tần số dao động nội ωLO đ−ợc lựa chọn trùng với tần số tín hiệu ωS để sao cho ωIF = 0. Bằng cách sử dụng các công thức (6-3) vμ (4-15), dòng photo trong tr−ờng hợp nμy đ−ợc cho nh− sau:
Iho(t)=R(Ps +PLO)+2R PsPLO cos[φs(t)−φLO(t)] (6-5) Vì thông th−ờng thì PLO >> Ps cho nên tổng PLO + Ps ≈ PLO. Trong công thức (6-5), số hạng sau cùng chứa thông tin đ−ợc phát vμ đ−ợc sử dụng tại mạch quyết định. Nếu ta xem xét trường hợp mμ trong đó pha dao động nội được gõ vμo đúng pha tín hiệu để cho φs(t)
= φLO(t), thì dòng tín hiệu homodyne Isho(t) có thể đ−ợc viết nh− sau:
Isho(t)=2R PsPLO (6-6) Công thức (6-6) thể hiện đ−ợc −u điểm của tách sóng homodyne rất rõ rμng khi so với dòng tín hiệu IDD(t) = RPs(t) trong bộ thu trực tiếp của hệ thống IM-DD. Để biết sự cải
thiện độ nhạy thu, ta lμm phép so sánh giữa Iho(t) vμ IDD(t). Công suất tín hiệu điện trung bình sẽ đ−ợc tăng với hệ số 4PLO/<Ps> khi sử dụng tách sóng homodyne. Vì PLO >> Ps, tỷ số (4PLO/<Ps >) phải rất lớn hơn 1, nên sự tăng có thể theo cấp biên độ, vμ bộ dao động nội đóng vai trò tích cực nh− lμ một bộ khuếch đại tín hiệu. Cũng trong kỹ thuật nμy, vì số hạng sau cùng trong công thức (6-5) rõ rμng có tồn tại pha tín hiệu, nên có thể truyền thông tin bằng điều chế pha cho sóng mang quang. Trong khi đó tách sóng trực tiếp không cho phép điều chế pha hoặc điều chế tần số, vì toμn bộ thông tin về pha tín hiệu đã
bị mất trong tr−ờng hợp nμy.
Tách sóng homodyne lμ một kỹ thuật tiên tiến, nh−ng nó cũng có vấn đề do tính nhạy cảm pha của nó. Vì số hạng sau cùng trong biểu thức (6-5) chứa đựng pha của bộ dao
động nội φLO(t), pha nμy phải đ−ợc kiểm tra bằng mạch khoá pha quang OPLL (optical phase-locked loop). Ngoμi ra, để cho các laser tín hiệu vμ dao động nội có cùng tần số thì
yêu cầu cho cả hai loại nguồn phát nμy phải đặt ra rất nghiêm ngặt. Các vấn đề nμy có thể khắc phục bằng biện pháp sử dụng tách sóng heterodyne.
2) Tách sóng heterodyne
Trong tr−ờng hợp tách sóng heterodyne thì trung tần ωIF không bằng 0, vμ mạch khoá
pha quang OPLL lμ không cần thiết cho hệ thống nμy. Nh− vậy, các bộ thu sử dụng tách sóng heterodyne sẽ dễ thực hiện hơn lμ bộ thu có tách sóng homodyne. Từ công thức (6- 3) vμ áp dụng mối liên hệ I(t) = RP(t), ta có thể viết đ−ợc:
Ihe(t)=R(Ps +PLO)+2R PsPLO cos[ωIFt+φs(t)−φLO(t)] (6-7) Trong thực tế PLO >> Ps, gần nh− số hạng dòng một chiều có thể đ−ợc sử lý bằng cách lọc một cách dễ rμng. Số hạng sau cùng của biểu thức (6-7) có mang thông tin vμ tín hiệu nμy đ−ợc cho bởi số hạng dòng xoay chiều nh− sau:
Ishe(t)=2R PsPLO cos[ωIFt+φs(t)−φLO(t)] (6-8) Vì vậy thông tin trong tách sóng heterodyne có thể cũng đ−ợc phát thông qua điều chế biên độ, pha, tần số sóng mang quang giống nh− ở tách sóng homodyne. Bộ dao động nội cũng khuếch đại tín hiệu thu đ−ợc, vì thế mμ lμm tăng tỷ số tín hiệu trên nhiễu SNR. Do bản chất của dòng xoay chiều Ishe, công suất tín hiệu trung bình sẽ thấp hơn 2 khi giá trị của I2she đ−ợc lấy trung bình trong một chu kỳ tại trung tần. Nh− vậy, sự cải thiện tỷ số tín hiệu trên nhiễu trong tách sóng heterodyne lμ thấp hơn tách sóng homodyne 3 dB.
6.2.3 Tỷ số tín hiệu trên nhiễu của bộ thu quang coherent
Các −u điểm của bộ thu quang coherent đã đ−ợc thể hiện ở các sơ đồ tách sóng homodyne vμ heterodyne vμ do đó dẫn đến sự cải thiện độ nhạy thu của nó. Để biết chính xác sự cải thiện nμy đ−ợc lμ bao nhiêu, ta hãy thảo luận về tỷ số tín hiệu trên nhiễu SNR của bộ tách sóng trong bộ thu. Nh− đã đ−ợc phân tích ở phần 4.3.1, dòng bộ thu biến
động lμ do nhiễu lượng tử vμ nhiễu nhiệt gây nên. Điều nμy có liên quan trước hết tới tách sóng heterodyne. Dựa vμo các phân tích các thμnh phần nhiễu trong bộ thu quang tại chương-4, sự biến đổi σ2 của dao động dòng được thu từ:
σ2 =σs2 +σT2 (6-9) trong đó: σs2 =2e(I +Id)Be vμ n
L e B
T F
R TB k
2 =4
σ (6-10) ở đây Be = Δf lμ băng tần nhiễu hiệu dụng của bộ thu, RL lμ điện trở tải bộ tách sóng, Fn thể hiện lμ một hệ số mμ tại đó nhiễu nhiệt có đặc trung khác nhau do sự thiết kế mạch
điện bộ thu. Sự khác nhau chủ yếu từ quá trình phân tích ở phần 4.3 lμ xảy ra đối với thμnh phần nhiễu l−ợng tử. Dòng I trong công thức (6-10) lμ dòng photo tổng đ−ợc phát ra tại bộ tách sóng vμ đ−ợc cho bởi công thức (6-5) hoặc (6-7), tuỳ thuộc vμo việc áp dụng kỹ thuật tách sóng homodyne hay heterodyne t−ơng ứng. Vì trong thực tế, PLO >> Ps, giá
trị của I có thể đ−ợc thay thế bằng giá trị trội của RPLO cho cả hai tr−ờng hợp. Vì vậy ta có tỷ số tín hiệu trên nhiễu cho hai tr−ờng hợp nμy nh− sau:
Trong tách sóng heterodyne, tỷ số tín hiệu trên nhiễu SNRhe đ−ợc viết lμ:
2
2 2
2
) (
2 2
T e d LO
LO s she
he e RP I B
P P R SNR I
σ
σ + +
〉
= 〈
〉
=〈 (6-11)
Trong tách sóng homodyne, vì φs(t) = φLO(t) trong ph−ơng trình (6-5), nh− vậy SNRho tăng thêm hệ số 2 [1,35]. Từ biểu thức (6-11) ta có thể thấy tính −u việt của tách sóng coherent. Thật vậy, khi mμ bộ tách sóng sử dụng photodiode p-i-n thì nhiễu trội th−ờng lμ nhiễu nhiệt như đã phân tích trong chương-4. Nhưng ở đây, vì PLO có thể đủ lớn để nhiễu l−ợng tử trở thμnh lμ trội. Nh− vậy tức lμ σs2 >> σT2. Trong tr−ờng hợp nμy, từ công thức (6-11) có thể thu đ−ợc tỷ số tín hiệu trên nhiễu cho tách sóng coherent khi thμnh phần dòng tối đối với nhiễu l−ợng tử lμ không đáng kể (Id << RPLO) nh− sau [35]:
e s e
s
he h B
P eB
P SNR R
ν η〈 〉
〉 =
≈ 〈 (6-12)
Nh− vậy tách sóng coherent cho phép đạt đ−ợc giới hạn l−ợng tử ngay cả khi một bộ thu quang sử dụng photodiode p-i-n lμ loại th−ờng có nhiễu trội lμ nhiễu nhiệt. Biểu thức (6- 12) cho biết tỷ số tín hiệu trên nhiễu SNRhe trong tách sóng heterodyne lớn hơn tỷ số tín hiệu trên nhiễu trong bộ thu trực tiếp khi so sánh với công thức (4-27).
Nếu nh− diễn giải tỷ số tín hiệu trên nhiễu SNR d−ới dạng số các photon Np thu đ−ợc trong mỗi một bit nh− đã thấy tại phần 4.5.3, thì có thể thấy nh− sau. Tại tốc độ bit B, công suất tín hiệu vμo bộ thu coherent <Ps> đ−ợc liên hệ với Np bằng quan hệ <Ps> = NphνB. Thông th−ờng thì băng tần điện Be = B/2. Thay các giá trị nμy vμo biểu thức (6- 12) ta thu đ−ợc tỷ số SNRhe đ−ợc viết đơn giản nh− sau:
SNRhe =2ηNp (6-13) Nh− vậy đối với tách sóng homodyne thì, nh− đã đề cập ở trên, tỷ số tín hiệu trên nhiễu SNRho sẽ lớn hơn SNRhe bởi hệ số 2, tức lμ 3 dB vμ có thể viết nh− sau:
SNRho =4ηNp (6-14) vμ nh− vậy sẽ cải thiện rất nhiều độ nhạy thu quang.
Đối với bộ thu Coherent có bộ tách sóng sử dụng photodiode thác APD, việc phân tích tương tự như ở trên trong đó đáp ứng R của photodiode p-i-n bây giờ được thay bằng đáp ứng RAPD = MR, vμ áp dụng hệ số nhiễu trội FA ≈ Mx đã được phân tích trong chương-4.