TỔNG QUAN
Tổng quan về lĩnh vực nghiên cứu
The 3G mobile communication system, standardized by IMT-2000 (International Mobile Telecommunications 2000), was first developed in Japan in October 2001 Since its inception, 3G has rapidly evolved and plays a crucial role in advancing multimedia services.
Hệ thống IMT-2000 cung cấp dịch vụ tốc độ cao từ 64 đến 384 kbit/s, đồng thời tăng cường lưu lượng dữ liệu trên thoại Các dịch vụ đang phát triển mạnh mẽ hiện nay bao gồm truy cập Internet, thương mại điện tử, email và video theo yêu cầu Đối tượng sử dụng thông tin di động rất đa dạng và nhu cầu ngày càng tăng, điều này tạo ra yêu cầu cấp thiết cho sự ra đời và phát triển của hệ thống thông tin di động thế hệ thứ tư (4G).
Hệ thống thông tin di động 4G đòi hỏi dung lượng lớn và tốc độ dữ liệu cao, trong khi băng thông không thể mở rộng, dẫn đến sự phát triển mạnh mẽ của hệ thống MIMO (Multi Input Multi Output) Môi trường truyền dẫn vô tuyến phức tạp với các yếu tố như suy hao, xen nhiễu fading và hiệu ứng Doppler gây khó khăn cho việc nhận diện tín hiệu Các kỹ thuật phân tập đã giúp giảm thiểu fading đa đường hiệu quả MIMO sử dụng đa anten ở cả đầu phát và đầu thu, kết hợp với kỹ thuật phân tập và mã hóa, nhằm tăng dung lượng kênh và cải thiện hiệu quả phổ mà không cần tăng công suất phát hay băng thông Nhiều cấu trúc MIMO hiệu quả đã được đề xuất, bao gồm cấu trúc không gian-thời gian lớp dọc V-BLAST, mã hóa khối không gian-thời gian STBC và mã hóa Trellis không gian-thời gian STTC.
Khi tốc độ truyền dẫn trên các kênh băng rộng tăng cao, đặc biệt là ở các kênh fading lựa chọn tần số, hiện tượng nhiễu liên ký tự (Inter-Symbol Interference) do độ trễ kênh truyền xuất hiện, dẫn đến sự gia tăng đáng kể tỷ lệ lỗi bit (BER) Để khắc phục vấn đề này, kỹ thuật điều chế đa sóng mang ghép kênh phân chia theo tần số sóng mang trực giao (OFDM) đã được áp dụng cho các hệ thống truyền dẫn.
Kỹ thuật OFDM (Orthogonal Frequency-Division Multiplexing) là một phương pháp điều chế đa sóng mang đặc biệt, trong đó các sóng mang phụ được thiết kế để trực giao với nhau Nhờ vào sự trực giao này, phổ tín hiệu của các sóng mang phụ có thể chồng chéo lên nhau mà vẫn cho phép hệ thống thu hồi tín hiệu ban đầu một cách chính xác Sự chồng chéo này giúp OFDM đạt hiệu suất sử dụng phổ cao hơn nhiều so với các kỹ thuật điều chế truyền thống.
Kỹ thuật điều chế OFDM, được phát minh bởi R.W Chang vào năm 1966, đã thu hút sự quan tâm nghiên cứu toàn cầu trong những thập kỷ qua Các công trình của Weinstein và Ebert đã chứng minh rằng OFDM có thể được thực hiện thông qua biến đổi IDFT, trong khi việc giải điều chế có thể dùng biến đổi DFT Sự phát triển của công nghệ số đã thúc đẩy ứng dụng rộng rãi của OFDM, với việc thay thế IDFT bằng biến đổi nhanh IFFT cho bộ điều chế và FFT cho bộ giải điều chế.
Kỹ thuật OFDM (ghép kênh phân chia tần số trực giao) hiện đang được áp dụng rộng rãi trong các lĩnh vực như phát thanh số DAB, truyền hình số DVB, và các mạng cục bộ chất lượng cao như HIPERLAN và WLAN theo chuẩn 802.11a OFDM là giải pháp tối ưu cho thiết kế truyền dẫn băng rộng, giúp giảm thiểu ảnh hưởng của phân tập tần số đối với chất lượng hệ thống so với các hệ thống truyền dẫn đơn sóng mang.
Hệ thống OFDM có khả năng loại bỏ hiện tượng giao thoa giữa các ký hiệu (ISI) và nhiễu liên kênh (ICI) khi độ dài chuỗi bảo vệ lớn hơn độ trễ truyền dẫn tối đa của kênh.
Trong những năm gần đây, kỹ thuật OFDM đã được nghiên cứu và ứng dụng rộng rãi nhờ vào khả năng sử dụng hiệu quả băng thông thông qua các sóng mang con trực giao Hệ thống này cho phép chứa nhiều subcarrier trong một symbol mà không cần khoảng cách lớn, tối ưu hóa việc sử dụng băng thông Việc triển khai OFDM cũng khá đơn giản với thuật toán IFFT cho luồng phát và FFT cho luồng thu, góp phần vào sự phổ biến của nó trong các hệ thống thông tin hiện tại và tương lai Thêm vào đó, việc sử dụng cyclic prefix là một yếu tố quan trọng giúp OFDM khắc phục hiệu ứng đa đường.
Vector OFDM (V-OFDM) là một dạng tổng quát của OFDM, được đề xuất bởi Xiang-Gen Xia nhằm chống lại phổ tần không có giá trị V-OFDM đóng vai trò cầu nối quan trọng giữa OFDM và SC-FDE (Single-carrier frequency domain equalization) Khác với OFDM, V-OFDM có khả năng chuyển đổi từ kênh can nhiễu liên ký tự (ISI) sang kênh con không can nhiễu ISI, bao gồm cả ma trận kênh thay vì chỉ các hệ số kênh, giúp cải thiện hiệu quả cân bằng tần số và tăng thứ tự phân tập.
Những kết quả nghiên cứu trong và ngoài nước đã công bố
Trong bài viết trước, chúng ta đã khám phá tổng quan về hệ thống thông tin di động và kỹ thuật V-OFDM Kỹ thuật V-OFDM nổi bật với khả năng nâng cao chất lượng kênh truyền và loại bỏ nhiễu không mong muốn một cách hiệu quả.
Sau khi V-OFDM ra đời, nghiên cứu về việc cấp phát vector kênh thích ứng đã được giới thiệu, cho thấy tầm quan trọng của việc đồng bộ và cấu hình khoảng bảo vệ Các nghiên cứu này đã chỉ ra rằng trong kênh truyền Fading chọn lọc tần số, hiệu suất tỷ lệ lỗi bít (BER) có thể được cải thiện đáng kể thông qua việc tăng kích thước khối vector, từ đó nâng cao khả năng phát hiện dữ liệu.
4 tối đa (Maximum likelihood - ML) như một lợi ích từ việc phân tập không gian tín hiệu
Mặc dù các kết quả và kết luận đã được trình bày, nhưng chúng chưa được phân tích một cách rõ ràng Tài liệu tham khảo [16] và [17] chỉ đưa ra một số khuyến nghị về chất lượng và mô phỏng kết quả, nhưng không thể coi là minh chứng thuyết phục nếu thiếu nghiên cứu phân tích cụ thể Gần đây, tài liệu [21] đã đề xuất một phương pháp dựa trên vòng quay chòm sao nhằm cải thiện hiệu suất BER của V-OFDM.
Trong những năm gần đây, nghiên cứu về hệ thống MIMO kết hợp với kỹ thuật OFDM, đặc biệt là kỹ thuật V-OFDM, đã thu hút nhiều sự quan tâm Đặc biệt, một nghiên cứu gần đây đã đánh giá hiệu suất xác suất lỗi cặp khi áp dụng kỹ thuật ánh xạ một phần tư sóng mang trong hệ thống MIMO-OFDM.
Kết quả mô phỏng cho thấy kỹ thuật ánh xạ sóng mang con trong hệ thống MIMO-OFDM mang lại hiệu suất tối ưu hơn so với các phương pháp đối xứng và lân cận Nghiên cứu về mã hóa khối thời gian không gian (STBC) trong hệ thống MIMO-OFDM cho thấy khả năng chống lại hiệu ứng đa đường và fading, đồng thời giảm tỷ lệ lỗi bit (BER) và độ phức tạp mã hóa Hệ thống MIMO-OFDM sử dụng STBC vượt trội hơn so với các hệ thống không có STBC về mặt BER Ngoài ra, nghiên cứu ứng dụng kết hợp MIMO và OFDM trong môi trường văn phòng cho thấy thông lượng hệ thống có thể tăng gấp đôi so với hệ thống OFDM một anten, mặc dù kỳ vọng tăng gấp ba nhưng chưa đạt được do vấn đề kết nối giữa máy phát và máy thu.
Mục đích đề tài
Trong bài viết trước, chúng ta đã khám phá tổng quan về các hệ thống thông tin di động và những kỹ thuật hiện đang được nghiên cứu và áp dụng vào các hệ thống này.
Ngày nay, xu hướng thiết kế hệ thống di động tập trung vào việc kết hợp các kỹ thuật nhằm tối ưu hóa tốc độ, chất lượng và dung lượng kênh truyền dẫn Điều này giúp mở rộng băng thông để đáp ứng nhu cầu lưu lượng của các dịch vụ thông tin hiện đại.
Với lập luận như vậy, nghiên cứu này nhằm đạt được những mục đích sau đây:
Mục đích đầu tiên là tìm hiểu mô hình hệ thống MIMO cùng với kỹ thuật V-OFDM
Tiếp theo nghiên cứu này sẽ áp dụng việc ứng dụng kỹ thuật V-OFDM vào hệ thống MIMO Thực hiện mô phỏng bằng ngôn ngữ Matlab
Cuối cùng đề tài đưa ra đánh giá về các tham số chất lượng và so sánh với hệ thống OFDM khác.
Nhiệm vụ của đề tài và giới hạn đề tài
Nghiên cứu này nhằm thiết kế mô hình hệ thống MIMO-Vector OFDM và thực hiện mô phỏng bằng ngôn ngữ Matlab Sau khi phân tích lý thuyết, chúng tôi sẽ sử dụng Matlab để mô phỏng các tham số của hệ thống, đánh giá hiệu suất BER và so sánh với các hệ thống MIMO-OFDM khác.
Bài viết này nghiên cứu các tham số của V-OFDM và ứng dụng chúng vào kỹ thuật MIMO Qua việc phân tích độ lợi phân tích và độ lợi mã, chúng tôi đưa ra kết luận về sự cân bằng giữa hiệu suất hệ thống và độ phức tạp tại đầu thu trong điều kiện kênh truyền Rayleigh fading.
Phương pháp nghiên cứu
Để có thể đạt được những nhiệm vụ đề ra, luận văn sử dụng một số phương pháp sau:
Nghiên cứu lý thuyết về hệ thống MIMO và kỹ thuật Vector OFDM là rất quan trọng Hai phần lý thuyết cơ bản cần chú ý là kỹ thuật đa sóng mang của Vector OFDM và kỹ thuật phân tập trong hệ thống MIMO.
Tiến hành mô phỏng hệ thống bằng ngôn ngữ mô phỏng Matlab
Từ kết quả nhận được tiến hành đánh giá và so sánh với các hệ thống OFDM khác ứng dụng vào kỹ thuật MIMO
CƠ SỞ LÝ THUYẾT
Kỹ thuật OFDM
OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) là một kỹ thuật ghép kênh phân chia tần số trực giao, cho phép chia luồng dữ liệu tốc độ cao thành nhiều luồng dữ liệu tốc độ thấp hơn Mỗi luồng dữ liệu này được truyền trên các sóng mang con, được điều chế trực giao với nhau Cuối cùng, các sóng mang con này được tổng hợp và chuyển lên tần số cao để thực hiện việc truyền tải.
Kỹ thuật OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) truyền thông tin qua các sóng mang con được điều chế trực giao, mang lại nhiều ưu điểm cho thông tin di động Tuy nhiên, bên cạnh những lợi ích đó, kỹ thuật này cũng tồn tại một số khuyết điểm cần được khắc phục để tối ưu hóa hiệu suất truyền tải.
Ứng dụng của kỹ thuật OFDM :
Digital broadcasting, ví dụ như trong truyền thanh số (DAB), và truyền hình số mặt đất (DVB) ở Châu Âu
Wired line communications, ví dụ như Asynchronous digital subscriber line (ADSL) và High-bit-rate digital subscriber line (HDSLS)
Wireless communications như mạng khu vực nội bộ chất lượng cao (HIPERLAN), mạng không dây WLAN IEEE 802.11a và IEEE 802.16A WMAN 802.16a
2.1.2 Nguyên lý kỹ thuật truyền đa sóng mang
Hình 2.1: Hệ thống truyền đa sóng mang
Một luồng dữ liệu {s n (n)} với tốc độ truyền R = 1/T ban đầu được chia thành
Mỗi luồng dữ liệu con được điều chế trên N sóng mang con với tần số khác nhau f k, trong đó n = 0, 1, …, N–1 là chỉ số của sóng mang con Sau khi điều chế, các sóng mang con này được kết hợp để tạo thành tín hiệu phát.
Khoảng cách tần số giữa hai sóng mang con cạnh nhau là k k f f f
Tốc độ truyền của mỗi sóng mang con là
1 (2.3) với T s K T là chu kỳ của một symbol kênh con (sub-channel)
Hệ thống đa sóng mang cho phép chuyển đổi hiệu quả từ kênh truyền chọn lọc tần số sang các kênh truyền có fading phẳng, với mỗi kênh con có băng thông hẹp, như minh họa trong phổ tần số của sóng mang đơn và đa sóng mang.
Tại bộ thu, mỗi tín hiệu kênh con được giải điều chế riêng biệt, sau đó chuyển đổi thành luồng dữ liệu nối tiếp s t( ) Ký hiệu r(t) đại diện cho tín hiệu thu được, trong khi các symbol trên mỗi kênh con được giải điều chế một cách chính xác.
Hình 2.2: Phổ tần số của tín hiệu đa sóng mang và đơn sóng mang
OFDM là một kỹ thuật được dựa trên kỹ thuật đa sóng mang, mà nó có những đặc tính sau đây :
Các sóng mang con trực giao nhau
Phổ của các tín hiệu sub-channel chồng lấp lên nhau Độ lệch tần số giữa các sóng mang con được chọn là
Tín hiệu OFDM có chứa chu kỳ bảo vệ CP (Cyclic Prefix)
Thay (2.6) vào (2.2) chúng ta có s k k f T f 1
Tập hợp các sóng mang con OFDM bắt đầu từ f 0 = 0 được cho bởi
Thay (2.8) vào (2.1), ta có tín hiệu OFDM được biểu diễn như sau s s
Hình 2.3 cho thấy tín hiệu OFDM được sinh ra bởi chuỗi dữ liệu s(n) = {+1,-1,-
Hình 2.3: Tín hiệu hệ thống OFDM 4 sóng mang con
2.1.3.2 Phổ của tín hiệu OFDM
Biểu diễn tín hiệu trong miền tần số
Sử dụng phép biến đổi Fourier cho tín hiệu OFDM x n (t) ở (2.9), ta thu được phổ tần số như sau:
Qua một số bước biến đổi ta được: k s fT n j fT k e j
Để thuận tiện ta cho n=1/2, khi đó phổ tần số của 4 sóng mang con X k ( f ), 4 sóng mang con điều chế X s ( f ) và tín hiệu OFDM X ( f ) tương ứng trong hình 2.4
Từ phương trình (2.10) và hình 2.4(b), ta nhận thấy rằng s k có thể thu được bằng cách lấy mẫu phổ tần số X s ( f ) tại f kT s
Hình 2.4: Phổ tần số tín hiệu OFDM
Phổ công suất của tín hiệu OFDM
Phổ công suất của tín hiệu OFDM được cho bởi
Ví dụ phổ công suất của tín hiệu OFDM với K = 4 và K = 1024 được thấy trong hình 2.5
Từ hình 2.5 có thể thấy rằng băng thông của tín hiệu OFDM là : s c T
Khi số sóng mang tăng, phổ công suất của tín hiệu OFDM hội tụ tới dải thông hiệu dụng “effective bandwidth” s s c T T
Hình 2.5: Phổ công suất tín hiệu OFDM 2.1.3.3 Thực hiện OFDM sử dụng biến đổi DFT/IDFT
Hệ thống OFDM có thể được thực hiện thông qua biến đổi Fourier rời rạc (DFT) và biến đổi ngược của nó (IDFT) Việc lấy mẫu tín hiệu OFDM là một yếu tố quan trọng trong quá trình này.
K lT t l s s , l = 0, 1, 2,…, K-1, ta có vectơ tín hiệu tương ứng với khối OFDM thứ n x n x n (1),x n (2),x n (3), ,x n (K 1), T (2.17) Với thành phần thứ l được biểu diễn
Cho 0 ≤ l ≤ K-1 Hệ số chuẩn hóa
Đảm bảo rằng công suất truyền không phụ thuộc vào số sóng mang con K Theo phương trình, \( s_{l}(n) \) là thành phần đầu ra thứ l của biến đổi IDFT từ K symbol dữ liệu kênh con, với \( s(n) \approx [s_{n}(1), s_{n}(2), s_{n}(3), \ldots, s_{n}(K-1)]^T \) Nếu định nghĩa F* là ma trận IDFT với các thành phần \( F[l][k] \), trong đó \( j K k e \).
Vectơ symbol dữ liệu truyền có thể biễu diễn như sau:
Một ví dụ thực hiện OFDM sử dụng biến đổi IDFT/DFT cho thấy trong hình (2.6)
Hình 2.6: Sơ đồ khối hệ thống OFDM sử dụng IDFT/DFT
2.1.3.4 Ảnh hưởng của Fading đa đường lên việc thu tín hiệu OFDM
Bây giờ ta xem xét việc truyền tín hiệu OFDM x n (l) ở phương trình (2.18) qua kênh truyền fading đa đường với trải trễ lớn nhất max p 1 0 như trong hình 2.7
Kênh truyền trễ có thể được mô tả bằng biểu thức đơn giản, giả sử rằng 0 0 Trong đó, trễ được biểu diễn dưới dạng rời rạc với công thức p p. p Hình 2.7 minh họa biểu đồ trễ của kênh truyền này.
Với h ( p ) ( l ) là độ lợi đường của thành phần thứ p trong channel delay profile và δ(•) là hàm xung Dirac Tín hiệu thu ở bộ thu trong khối thứ l được cho bởi
Sử dụng biến đổi FFT, ta thu được tín hiệu giải điều chế ở sóng mang thứ i là
Sử dụng minh họa ở hình 2.8, ta thấy rằng R n S I ( )i có thể chia thành 3 thành phần sau:
Hình 2.8: Lan truyền tín hiệu trên kênh truyền đa đường x n+1(0) x n+1(k-1) x n (p-1) x n(2) x n(1) x n(0) x n-1(k-1) x n(k-2) x n (p-1) x n(2) x n(1) x n(0) x n-1(k-1) x n-1 (k-2) x n-1(k-1) x n(0) x n(1) x n (p-
Ta định nghĩa thành phần thứ nhất và thứ hai của R n S I ( )i là
Thay x n ( ) l trong công thức (2.18 )vào R n S I ( )i , ta có
Ta chia làm 2 trường hợp i = k và i ≠ k
R n S ICI ( )i R n S ( )i R n ICI ( )i (2.31) Bây giờ ta tiếp tục xem xét thành phần thứ ba của R n S I ( )i trong phương trình (2.26)
Thay thế (2.31) và (2.30) vào (2.26), và sau đó thay thế R n S I ( )i vào (2.25), chúng ta có:
R i n : thành phần tín hiệu được tách
2.1.3.5 Thêm CP vào tín hiệu OFDM
Trong hệ thống OFDM, fading đa đường gây ra hiện tượng ICI và ISI Để loại bỏ những nhiễu này, cần thêm khoảng thời gian bảo vệ (CP) vào tín hiệu truyền Giả sử độ trễ tối đa của kênh truyền là max, chiều dài của CP phải đảm bảo CP max khi được chèn vào mỗi symbol OFDM Việc này được thực hiện bằng cách sao chép khoảng thời gian CP từ cuối một symbol và dán vào đầu symbol tiếp theo.
Tín hiệu OFDM với CP được minh họa trong hình 2.9(b), trong khi hình 2.9(a) thể hiện sự nhiễu giữa hai symbol OFDM Tín hiệu OFDM bao gồm nhiều sóng mang con, và nhiễu trong tín hiệu này bao gồm ISI và ICI.
Hình 2.9: Tín hiệu OFDM với chuỗi CP
Nếu chiều dài của CP (chu kỳ bảo vệ) lớn hơn hoặc bằng chiều dài tối đa ( max), việc loại bỏ CP tại bộ thu sẽ dẫn đến việc loại bỏ ISI (nhiễu nội suy) giữa hai ký hiệu liền kề Tuy nhiên, chúng ta không thể đảm bảo rằng thành phần ICI (nhiễu giữa các kênh) sẽ bị hạn chế.
20 chế Để đơn giản, ta giả sử rằng chiều dài của CP bằng với trải trễ lớn nhất, max
CP , khi đó C = P – 1 Hình 2.10 chỉ ra tín hiệu truyền qua kênh truyền với P
Tín hiệu truyền với CP có thể biểu diễn bởi
Hình 2.10: Lan truyền tín hiệu trên kênh đa đường với CP
Sử dụng (2.23), tín hiệu thu được cho bởi phương trình sau:
Bộ thu sau đó loại bỏ CP từ mỗi khối OFDM Tín hiệu OFDM thứ n và time slot l được biểu diễn như phương trình (2.23) là
Chú ý rằng x l n ( p ) trong phương trình (2.37) khác với phương trình (2.23) Để giải quyết vấn đề này, hãy sử dụng phương trình (2.27) sau khi thực hiện FFT cho thành phần tín hiệu cộng nhiễu trong tín hiệu được giải điều chế.
(2.39) thành phần thứ ba của phương trình trên khi p > l x l n ( p )x l n ( [ Kp ]) (2.40) Khi đó chúng ta có
(2.41) thay x n ( ) l từ phương trình (2.18), ta có
Tương tự như trường hợp không có CP, ta chia R n S I ( )i làm 2 trường hợp
Với R i n S ( ) và R n ICI ( )i biểu diễn tín hiệu thành phần ICI Do đó R n S I ( )i có thể biểu diễn dưới dạng
Trong tín hiệu giải điều chế, thành phần ICI xuất hiện do kênh truyền biến đổi theo thời gian, phụ thuộc vào độ lợi kênh truyền h(n) và chỉ số l Nếu giả sử kênh truyền là tĩnh (bất biến theo thời gian), chỉ số thời gian sẽ được đặt là l = 0, dẫn đến việc thành phần ICI sẽ biến mất, và tín hiệu giải điều chế sẽ trở nên đơn giản hơn.
H n thường được hiểu là đáp ứng tần số của kênh truyền Cần lưu ý rằng H n (i) là biến đổi Fourier của đáp ứng xung theo thời gian của kênh truyền h n ( ) p ( )l Trong quá trình này, thành phần nhiễu sẽ được tách ra.
R n S I ( )i R i n S ( )H i s i n ( ) ( ) n (2.48) Tín hiệu giải điều chế OFDM sử dụng CP cuối cùng được cho bởi phương trình
Hình 2.11: Sơ đồ khối hệ thống OFDM sử dụng IDFT/DFT với CP
2.1.4 Ƣu và nhƣợc điểm của kỹ thuật OFDM
OFDM giúp tiết kiệm băng thông hiệu quả nhờ vào việc sử dụng sóng mang con có phổ chồng lấp lên nhau, từ đó tối ưu hóa phổ so với phương pháp điều chế phân chia theo tần số (FDM) truyền thống.
Kỹ thuật MIMO
H ij là hệ số đặc tính kênh truyền, truyền từ anten j đến anten i
Hình 2.12: Mô hình một hệ thống MIMO
Các kỹ thuật MIMO phổ biến bao gồm phân tập không gian, phân tập thời gian, phân tập tần số, mã hóa khối không gian – thời gian, mã lưới không gian – thời gian và ghép kênh không gian.
2.2.1 Các kỹ thuật phân tập:
Phân tập là một kỹ thuật quan trọng nhằm nâng cao độ tin cậy của tín hiệu bằng cách sử dụng nhiều kênh thông tin khác nhau Kỹ thuật này đóng vai trò thiết yếu trong việc chống lại hiện tượng fading, nhiễu đồng kênh và lỗi chùm Đặc biệt, phân tập rất hiệu quả trong truyền đa đường, mang lại độ lợi phân tập cao Độ lợi phân tập được định nghĩa là sự gia tăng tín hiệu trên nền nhiễu hoặc là sự giảm công suất phát khi áp dụng kỹ thuật này.
Là sự truyền cùng một tín hiệu ở hai thời điểm khác nhau
Bộ giải chuyểnđổi MIMO dữ liệu vào dữ liệu ra Anten phát
Hình 2.13: Lan truyền tín hiệu trong phân tập không gian
T: chu kỳ truyền tín hiệu nT là thời điểm truyền tín hiệu; n N
Gọi x(nT), y(nT), h(nT), x(nT) là tín hiệu truyền, tín hiệu nhận, tham số kênh truyền, tín hiệu ước lượng của kênh truyền
Tín hiệu truyền đi: x(n 1 T) = x(n 2 T) (2.50) Tín hiệu nhận được: y(n 1 T) = h(n 1 T)*(n 1 T) + b(n 1 T) y(n 2 T) = h(n 2 T)*(n 2 T) + b(n 2 T) Tín hiệu ước lượng thu được: x(n 1 T) = y(n 1 T)h(n 1 T) * + y(n 2 T)h(n 2 T) *
Độ lợi phân tập tăng lên
Tác động của kênh truyền lên tín hiệu được cải thiện
Tuy nhiên, phân tập thời gian làm giảm tốc độ dữ liệu
2.2.1.2 Phân tập tần số: Đây là kỹ thuật sử dụng nhiều tần số khác nhau để cùng phát một tin Các tần số cần dùng phải có khoảng cách đủ lớn để giữ sự độc lập ảnh hưởng của fading với các tần số còn lại Khoảng tần số ở mức vài lần băng thông kết hợp kênh sẽ đảm
(2.51) x(nT),x(n+1)T),…x(n 1 T)… y(nT),y(n+1)T),…y(n 1 T)… combination x n t ( ) h(nT) x(nT),x(n+1)T),…x(n1T)… y(nT),y(n+1)T),…y(n1T)… combination x n t ( ) h(nT)
27 bảo đặc tính thống kê fading của các tần số khác nhau sẽ độc lập nhau Trong thông tin di động, các bản sao của tín hiệu phát được đưa tới máy thu dưới dạng dư thừa trong miền tần số, tạo ra trải phổ giống như trải phổ chuỗi trực tiếp, điều chế đa sóng mang, nhảy tần Kỹ thuật trải phổ có hiệu quả khi băng thông kết hợp của kênh nhỏ, nhưng khi băng thông kết hợp lớn hơn băng thông trải phổ, trải trễ đa đường sẽ nhỏ hơn chu kỳ băng symbol, khiến trải phổ không hiệu quả trong việc tạo ra phân tập tần số Tương tự như phân tập thời gian, phân tập tần số cũng gây ra tổn thất hiệu quả băng tần do sự dư thừa trong miền tần số.
Phân tập không gian là một kỹ thuật sử dụng nhiều anten hoặc các mảng anten được bố trí với khoảng cách thích hợp, cho phép tín hiệu trên các anten hoạt động độc lập Khoảng cách giữa các anten cần được điều chỉnh tùy thuộc vào độ cao, môi trường truyền và tần số sử dụng Thông thường, khoảng cách này dao động trong vài bước sóng.
Phân tập không gian không gây tổn thất trong sử dụng hiệu quả băng tần như phân tập thời gian
Phân tập không gian còn được gọi là phân tập anten
Hình 2.14 : Mô hình phân tập không gian
Phân tập không gian gồm có:
Trong phân tập phân cực, tín hiệu phân cực đứng và phân cực ngang được phát và thu bằng hai anten phân cực khác nhau, giúp cải thiện chất lượng truyền tải và khả năng chống nhiễu.
Tín hiệu vào x(nT) x(nT) x’(nT) combination x~ (nT)
28 nhau Điều đó đảm bảo tạo ra 2 tín hiệu không tương quan mà vẫn không cần đặt 2 anten cách xa nhau
Trong phân tập phát, nhiều anten được triển khai ở vị trí máy phát Tín hiệu được xử lý ở máy phát và sau đó được truyền chéo qua các anten
Trong phân tập thu, nhiều anten tại máy thu thu nhận các bản sao độc lập của tín hiệu phát Việc kết hợp các bản sao này giúp tăng tỷ số tín hiệu trên nhiễu (SNR) và giảm hiện tượng fading nhiều đường.
2.2.2 Ƣu và nhƣợc điểm của kỹ thuật MIMO
2.2.2.1 Ƣu điểm của kỹ thuật MIMO:
Tăng độ lợi mảng, làm tăng tỷ số tín hiệu trên nhiễu, từ đó làm tăng khoảng cách truyền dẫn mà không cần tăng công suất phát
Tăng độ lợi phân tập: làm giảm hiện tượng fading thông qua việc sử dụng hệ thống anten phân tập, nâng cao chất lượng hệ thống
Tăng hiệu quả phổ: bằng cách sử dụng ghép kênh không gian
Tăng dung lượng kênh mà không cần tăng công suất và băng thông
2.2.2.2 Khuyết điểm của kỹ thuật MIMO:
Tăng độ phức tạp trong xử lý tín hiệu phát và thu
Tăng kích thước của thiết bị di động
Nhiễu đồng kênh: do sử dụng nhiều anten truyền dữ liệu với cùng một băng tần
Nhiễu liên kênh: do nhiều người dùng sử dụng cùng hệ thống MIMO
PHÂN TÍCH VÀ ĐÁNH GIÁ CHẤT LƯỢNG HỆ THỐNG MIMO-Vector OFDM
Hệ thống MIMO-Vector OFDM
Cho hệ thống OFDM thông thường Cho tập S S 0 , , , 1 S N 1 và Ф đại diện cho một chòm sao điều chế có kích thước 2 , R R 0 , 1 , , R N 1 và
W , W , , W 0 1 N 1 biểu thị cho N sóng mang con phát, N sóng mang con thu và nhiễu trắng tương ứng Với H H H 0 , 1 , , H N 1 là đặc tính tương ứng của
30 đáp ứng tần số trên N sóng mang con Ta có thể dễ dàng tạo tập quan hệ giữa tín hiệu đầu vào và đầu ra như sau:
Hình 3.1: Sơ đồ hệ thống MIMO –Vector OFDM 3.1.1 Hệ thống phát MIMO-Vector OFDM
Kỹ thuật V-OFDM là một phương pháp vector hóa trong OFDM, trong đó các sóng mang con được thay thế bằng các khối vector (VB-Block vector) Hệ thống phát MIMO-Vector OFDM được minh họa qua sơ đồ khối trong hình 3.2 Dữ liệu nối tiếp đã được điều chế, ký hiệu là S S 0 , 1 , , S N 1 , được đóng gói theo cột trong ma trận S có kích thước M L.
N = M × L, với N = 2^n0, M = 2^m0, L = 2^l0, trong đó m0, n0, l0 thuộc tập số tự nhiên Các phần tử của ma trận được xác định bởi [S]_{m,l} = S_{lM + m}, với m = 0, 1, 2,…, M-1 và l = 0, 1, 2,…, L-1 Mỗi cột S_l thuộc không gian M^{L} của ma trận S = [S_0, S_1,…, S_{N-1}] được gọi là tần số phát gốc của khối vector tại đầu phát.
L-point IFFT per row Detection
Sau đó, áp dụng biến đổi Fourier ngược (IFFT - biến đổi Fourier nhanh ngược) với kích thước L cho từng hàng của ma trận S ∈ M L ×, nhằm thu được ma trận S ∈ M L × trong miền thời gian.
S S F L (3.2) Trong đó F L -1 biểu thị ma trận L điểm IFFT mà các phần tử thứ (k, n) được định nghĩa [F L -1 ] k,n = L -1/2 exp(j2𝜋kn/L) Sau đó mỗi cột S l M L của s = [S 0 , S 1 ,
…,S L-1 ] thì được gọi là vector phát Trước khi phát chiều dài vector P của {S 0 , S 1 ,
…,S L-1 } thì được chèn vào như vector CP (cyclic prefix), cụ thể như sau
Sau đó được phát nối tiếp trên các anten phát sau khi qua bộ mã hóa MIMO
Hình 3.2: Sơ đồ hệ thống phát MIMO-Vector OFDM 3.1.2 Hệ thống thu MIMO-Vector OFDM
Kênh fading chọn lọc tần số được mô hình hóa bằng vector đáp ứng xung rời rạc theo thời gian, ký hiệu là h = [h0, h1, , hG-1]T, trong đó hl đại diện cho đáp ứng xung của kênh thứ l Mỗi hl được mô hình hóa bằng biến phân bố ngẫu nhiên độc lập, theo phân phối phức Gaussian (CN(0, 1/G)) Do đó, đáp ứng xung h được đệm.
Blocking L-point IFFT CP per row
32 không được biểu thị như sau h[ h T ,0, ,0] T N 1 và h T là đóng gói theo cột tới ma trận H có kích thước M L với các phần tử ma trận H m l , h lM m ,
Tại đầu thu, bộ giải mã MIMO kết hợp các tín hiệu từ các anten phát sau đó
r r 0 , , , 1 r N 1 được biểu thị là N ký tự nhận sau khi loại bỏ khoảng bảo vệ (CP)
Các phép toán ngược với đầu phát được thực hiện để khôi phục các ký tự dữ liệu gốc Trình tự các bước được thực hiện theo sơ đồ khối như trong hình 3.3.
Đóng gói theo cột chuỗi dữ liệu r r 0 , , , 1 r N 1 thành ma trận r có kích thước ML mà các phần tử của chúng là r m l , r lM m , m 0,1, , M 1,
Tiến hành biến đổi FFT theo từng hàng của ma trận r M L để đạt được ma trận R M L trong miền tần số như sau R rF L
Tín hiệu nhận R R R 0 , 1 , , R L 1 và mỗi cột R l của R đại diện cho một khối vector nhận tương ứng tới khối vector gốc S l tại đầu phát
Hình 3.3: Sơ đồ hệ thống thu MIMO-Vector OFDM
3.1.3 Đặc tính của tín hiệu vào và ra của hệ thống
Khi chiều dài của CP lớn hơn số lượng đáp ứng xung kênh, điều kiện PM phải đạt giá trị tối thiểu.
G – 1 được thỏa mãn thì hệ thống Vector OFDM cung cấp các vector kênh không nhiễu ISI như sau
Với W l = [w0, w1, , wl-1]T, biểu thị vector nhiễu phân bố đều và độc lập với các biến phụ thuộc vào CN (0, N0), mỗi H l ∈ M M × đặc trưng cho một vector kênh H l có hình thức đặc biệt như đã nêu trong tài liệu [16,18].
Với w = exp(-j2𝜋l/L) và [HF L]m l = Hm l, chúng ta nhận thấy rằng H l là ma trận Circulant và có đặc tính quan trọng là có thể đường chéo hóa.
H l sẽ được giải thích sau và U l M M là ma trận Unita mà các phần tử
U l s m , được biểu thị như sau
Và U l trong (3.5) có thể được viết lại như sau
H l thì tương quan trực tiếp đến đáp ứng tần số ký hiệu là H k k N 0 1
trong OFDM thông thường Nhắc lại rằng trong OFDM, đáp ứng tần số H k N k 0 1
được đệm không trong biến đổi N-FFT của vector đáp ứng xung h được định nghĩa trước đó Sau đó với V-OFDM
H l là ma trận đường chéo mà các phần tử đường chéo bao gồm các vector đáp ứng tần số kênh đạt được từ H k k N 0 1
H l diag H H ( l , l L , , H l ( M 1) L ) (3.9) Nhìn chung, cấu trúc của V-OFDM là đơn giản, chỉ cần M phép biến đổi L-point
IFFT/FFT hoạt động cùng với các khối vector (vùng VBs), trong khi V-OFDM khác biệt với OFDM ở chỗ nó liên quan đến ma trận kênh truyền thay vì hệ số kênh truyền Ma trận H l có thể được đường chéo hóa, cho phép U l được xem như một ma trận quay từ góc độ toán học, không liên quan đến ý nghĩa vật lý cụ thể V-OFDM có thể được hiểu như sự kết hợp của không gian tín hiệu quay với ma trận quay U l Sự khác biệt về thời gian, tần số và phân tập không gian yêu cầu dự phòng, dẫn đến việc tiêu tốn tài nguyên cho công suất, băng thông và phân tập không gian tín hiệu, từ đó ảnh hưởng đến hiệu quả năng lượng và băng thông.
Trong nghiên cứu [23,25], các tác giả đã sử dụng số liệu về độ lợi phân tập và độ lợi mã để đánh giá hiệu suất của hệ thống tiền mã hóa dựa trên OFDM và phân tập không gian, thời gian Mỗi khối vector được xem như một ma trận tiền mã hóa U l khác nhau, điều này dẫn đến việc khảo sát độ lợi phân tập và mã cho từng khối vector nhằm xem xét hiệu quả chất lượng tổng thể của V-OFDM.
35 ta không thể trực tiếp tương đương V-OFDM với OFDM tiền mã hóa (precode
Trong các phần (3.3) và (3.5), có thể nhận thấy rằng OFDM và SC-FDE là những trường hợp đặc biệt của V-OFDM, với M = 1 và M = N tương ứng.
Với OFDM bởi việc thiết lập M = 1 và L = N, trong trường hợp này l 1
U và (2.3) trở thành R l H S l l W l , l = 0,1,2,…,N-1 biểu thị ngõ ra sóng mang con OFDM thứ l
Với SC-FDE, ta có M = N và L = 1 có nghĩa rằng ở đây chỉ có một VB
Trường hợp này U = F M và công thức (3.3) trở thành RF HF S M H M W trong đó H
F HF Stương đương ma trận Circulant H Kết quả nó biểu diễn một
CP dựa vào hệ thống truyền dẫn khối đơn sóng mang
V-OFDM được coi là cầu nối giữa OFDM và SC-FDE, mang lại sự linh hoạt đáng kể trong thiết kế hệ thống.
3.2 CÁC THAM SỐ CHẤT LƢỢNG HỆ THỐNG
3.1.1 Xác suất lỗi cặp (PEP)
Trong hệ thống vô tuyến, tỷ lệ lỗi bit (BER) là chỉ số quan trọng đánh giá chất lượng hệ thống, nhưng việc diễn đạt và áp dụng nó có thể gặp khó khăn Nhiều trường hợp xác suất lỗi cặp (PEP) có thể gần đúng với chất lượng BER ở tỷ số tín hiệu trên nhiễu (SNR) cao, vì vậy PEP được sử dụng phổ biến Trong phần này, chúng ta sẽ phân tích PEP cho hệ thống V-OFDM, giả sử rằng ước lượng dữ liệu ML được áp dụng tại đầu thu với thông tin trạng thái kênh hoàn hảo, và điều kiện PEP trên H l được viết lại tương ứng.
36 ở đây d R R 2 ( l c , l e ) | H l là bình phương khoảng cách Euclide của hai vector tín hiệu nhận R R l c , l e M - chiều tương ứng với hai vector phát S l c và S l e khi R l c H S l l c và e l l e
R l H S trong trường hợp không nhiễu Do đó, khoảng cách này được viết lại như sau
(3.11) Thay (3.5) vào (3.11) và dùng tính chất của của ma trận Unita chúng ta có
Bình phương khoảng cách Euclid không thay đổi khi áp dụng ma trận Unita U l H Theo nghiên cứu trong tài liệu [23], mối quan hệ giữa V-OFDM và OFDM được thể hiện rõ ràng trong các phương trình (3.1) và (3.9).
H l tương quan với { H k k } N 0 1 , hơn nữa { H k k } N 0 1 là biến đổi
N-FFT của việc đệm không của vector kênh h h h 0, 1,,h G 1 T , khi đó khoảng cách này có thể thay thế như sau
(3.13) Trong đó Q l M G là một ma trận hoán vị được xây dựng bởi việc trích
G cột đầu tiên và M hàng không liên tiếp 1, 1 L , ,1 M 1 L với L khoảng cách bằng nhau của ma trận N-point FFT Q
Cụ thể Q l m g , exp(j 2 ( lmL g N ) / ) Tiếp theo ta định nghĩa vector lỗi e l S l c S l e và tạo một ma trận đường chéo E e l , M M như sau
Với u l i T là hàng thứ i của ma trận U l, và do thành phần thứ S i thuộc vào chòm sao điều chế hai chiều Ф, vector lỗi e l sẽ nằm trong tập giới hạn 𝛹, dẫn đến sự liên hệ giữa e và các yếu tố khác trong hệ thống.
E e l biểu thị những trường hợp khác và giới hạn của E l Bằng việc áp dụng ma trận E e l , , ta có thể viết lại như sau
(3.15) Trong đó T e l , G G được biểu thị như sau
(3.16) Để thuận tiện, từ bất đẳng thức (3.10) được viết lại khi sử dụng (3.15) như sau
(3.17) Cuối cùng, tại SNR cao xác suất lỗi Pr( S l c S l e ) sau khi lấy trung bình trên vector kênh ngẫu nhiên h có thể có đường biên trên như trong[26]
(3.18) Ở đây, D e l , rank T ( e l , ) thể hiện đặc tính cho mức độ phân tập và
Phân tích so sánh V-OFDM với các kỹ thuật OFDM khác
Trong bài viết này, chúng tôi so sánh công nghệ V-OFDM với các công nghệ OFDM khác như channel-coded OFDM, constellation-rotated OFDM và Precoded OFDM, dựa trên đặc tính và độ phức tạp tính toán của từng công nghệ.
3.3.1 So sánh với Coded OFDM
Bằng việc phân tích ở phần trên thì rõ ràng rằng để xây dựng một ma trận
U l cụ thể trong (3.7) cũng như các bản mẫu của
Hệ thống V-OFDM có khả năng đạt được độ lợi phân tập không gian qua kênh truyền đa đường fading với thứ tự kênh đầy đủ Phân tập không gian giúp cải thiện hiệu quả công suất và băng thông mà không cần dự phòng hay nguồn bổ sung Để đạt được phân tập tần số cho hệ thống OFDM, việc ghép xen tần số và mã hóa là cần thiết Các mã sửa lỗi mạnh như mã vòng xoắn và mã Turbo có thể nâng cao hiệu suất hệ thống, tuy nhiên, việc đính kèm dự phòng, độ phức tạp mã hóa và độ trễ cũng cần được xem xét.
Phân tập không gian tín hiệu là một lựa chọn kinh tế cho việc mã hóa điều khiển lỗi trong miền tần số thông thường Hai phương pháp này không đối lập mà có thể kết hợp, với V-OFDM và mã hóa kênh tần số để tối ưu hóa phân tập hệ thống Khi so sánh số lượng mã OFDM với coded V-OFDM, chúng ta xem xét độ phức tạp tính toán, trong đó L-point FFT yêu cầu Llog 2 L phép nhân phức OFDM cần 2Nlog 2 N phép nhân, trong khi V-OFDM chỉ yêu cầu 2MLlog 2 L = 2Nlog 2 L, cho thấy V-OFDM có độ phức tạp tính toán thấp hơn so với OFDM.
3.3.2 So sánh với Constellation-Rotated OFDM
Gần đây, chòm sao quay V-OFDM (CRV V-OFDM) đã được đề xuất để tối ưu hóa chất lượng BER trong hệ thống V-OFDM Ý tưởng chính được phát triển từ các phương trình (3.5) và (3.8), cho thấy mỗi khối vector tương ứng với một sự thay đổi U l, dẫn đến phân tích phức tạp và chất lượng khác nhau cho mỗi khối vector (VB) Theo kết quả trong nghiên cứu [19], tác giả đã áp dụng một phương pháp hiệu quả để loại bỏ sự thay đổi này, cụ thể là thông qua kỹ thuật chòm sao quay.
Chúng tôi giới thiệu thủ tục chính cho CRV-OFDM, bắt đầu bằng việc xây dựng ma trận đường chéo Θ = diag(1, e j 𝜃, …, e j (𝑀 − 1)𝜃), trong đó 𝜃 là góc quay cần thiết cho thiết kế tiếp theo Với U l F M l, bước tiếp theo là loại trừ các yếu tố không cần thiết.
l do đó chúng ta có ma trận quay tương đương cho mỗi khối VB:
l chỉ là tương quan với góc quay 𝜃 khi 𝜃 được xác định, ma trận quay tương đương cho mỗi VB được định nghĩa
Việc tối ưu hóa góc 𝜃 phụ thuộc vào khả năng tính toán của máy tính Theo nghiên cứu trong tài liệu [21], góc tối ưu cho BPSK là 𝜃 = π/2 và cho M = 2,4 là 𝜃 = 15π/128 Đối với QPSK, góc tối ưu được xác định là 𝜃 = 23π/128 và 𝜃 = π/8 Phương pháp này có giá trị quan trọng trong thiết kế hệ thống thực tế.
M nhỏ Độ phức tạp của tính toán cho CRV-OFDM thì tương đối cao hơn so với V-
OFDM Tổng số phép nhân phức (không bao gồm giải mã ML) cho việc truyền nhận thông tin sẽ là 2Nlog 2 L + 2LM = 2Nlog 2 L + 2N.
3.3.3 So sánh với Precoded OFDM
Tiền mã hóa OFDM (Precoded OFDM) được nghiên cứu cho các kênh không vô giá trị và khả năng phát hiện ký hiệu với OFDM thông thường Ý tưởng áp dụng chế độ tiền mã hóa tuyến tính liên quan đến vấn đề phân tập không gian tín hiệu.
54 một đánh giá nhanh về chòm sao tuyến tính precoded OFDM được đề xuất trong
[23] Đối với precoded OFDM tất cả sóng mang con được phân chia thành L nhóm Một ma trận tiền mã hóa tuyến tính Θ được áp dụng cho mỗi nhóm
Cuối cùng, phép biến đổi IFFT chuyển đổi các sóng mang con tiền mã hóa từ miền tần số sang miền thời gian Qua khảo sát với việc phân chia nhóm cụ thể, precoded OFDM thể hiện tín hiệu đầu vào và đầu ra tương tự, trong khi sự khác biệt chủ yếu đến từ ma trận quay Đáng lưu ý, ma trận quay của precoded OFDM chỉ giống với VB 3L/4 trong V-OFDM khi M là lũy thừa của 2 do sự trùng hợp ngẫu nhiên.
Một cái nhìn thực tế về precodec OFDM khác với V-OFDM và CRV-OFDM do các sóng mang con trước đây là trực giao, trong khi sau đó thì không Đối với thuộc tính PARP, độ nhạy tới CFO vừa là phương pháp ước lượng kênh vừa là đồng bộ, do đó yêu cầu nghiên cứu và phân tích sẽ khác nhau cho từng loại Tổng số lượng phép nhân phức trong precoded OFDM cũng cần được xem xét kỹ lưỡng.
2Nlog 2 N + LM 2 + LM 2 = 2Nlog 2 N + 2NM
3.3.4 So sánh với Asymmetric OFDM
Trong hệ thống OFDM bất đối xứng dựa trên lý thuyết vòng xoắn của DFT, mặc dù có sự khác biệt trong kết luận toán học giữa các nghiên cứu, nhưng cấu trúc quan hệ giữa đầu phát và đầu thu vẫn tương đồng Mô hình OFDM bất đối xứng tương tự như hệ thống V-OFDM, với điểm khác biệt chính nằm ở phương pháp phát hiện dữ liệu tại đầu thu Thay vì áp dụng phương pháp ước lượng ML, nghiên cứu đã sử dụng các phương pháp Zero-forcing (ZF) và cân bằng tuyến tính lỗi bình quân tối thiểu (MMSE).
