GIỚI THIỆU TỔNG QUAN
Tổng quan chung về lĩnh vực nghiên cứu, các kết quả trong và ngoài nước đã công bố
Trong những năm gần đây, kỹ thuật thông tin vô tuyến đã có những bước tiến vượt bậc, đặc biệt là với sự phát triển nhanh chóng của video, thoại và các ứng dụng đa phương tiện trên Internet Nhu cầu về truyền thông đa phương tiện di động đang gia tăng mạnh mẽ, đòi hỏi băng thông và dung lượng ngày càng cao Do đó, nghiên cứu các phương pháp và thiết bị mới đang diễn ra trên toàn thế giới nhằm phát triển các sản phẩm thế hệ kế tiếp, chất lượng hơn, phù hợp hơn và tin cậy hơn để đáp ứng nhu cầu đa dạng và chất lượng dịch vụ mạng của con người.
Các hệ thống thông tin không dây luôn được nghiên cứu để cải thiện chất lượng dung lượng và khả năng chống lại hiện tượng đa đường Trong các hệ thống thông tin truyền thống, chất lượng tín hiệu có thể được cải thiện bằng cách tăng công suất phát, nhưng điều này chỉ có thể thực hiện đến một mức giới hạn nhất định do gây nhiễu cho các hệ thống xung quanh Băng thông cũng không thể mở rộng mãi vì đã được định chuẩn Kỹ thuật phân tập được sử dụng để giảm ảnh hưởng của fading đa đường mà không cần tăng công suất phát hoặc mở rộng băng thông Sự bùng nổ công nghệ, đặc biệt là kỹ thuật xử lý số tín hiệu (DSP) và công nghệ VLSI, đã làm cho kỹ thuật ghép kênh phân chia theo tần số trực giao (OFDM) trở nên phổ biến hơn trong việc cải thiện hiệu quả băng thông cho hệ thống vô tuyến Ở băng hẹp, phương pháp mã hóa không gian-thời gian (ST) được đề xuất để khai thác phân tập không gian và thời gian Trong khi đó, ở băng thông rộng, kỹ thuật OFDM chuyển các kênh fading đa đường thành các kênh fading phẳng song song, giúp giảm ảnh hưởng của fading và loại bỏ hiệu ứng ISI với khoảng bảo vệ đủ lớn, đồng thời giảm độ phức tạp của bộ cân bằng và tăng hiệu quả sử dụng phổ.
Các nghiên cứu của Foschini và Telatar vào năm 1996 và 1999 đã chỉ ra rằng hệ thống thông tin MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) có dung lượng vượt trội so với hệ thống SISO (Single-Input Single-Output) Họ đã chứng minh rằng dung lượng của hệ thống gần như tăng tuyến tính với số lượng anten phát hoặc thu, khẳng định ưu thế của công nghệ nhiều anten Sự phát hiện này đã thu hút sự quan tâm đáng kể trong lĩnh vực nghiên cứu, dẫn đến nhiều công trình nhằm cải tiến và mở rộng các kết quả đã đạt được.
Bài báo của V Tarokh, N Seshadri và A R Calderbank (1998) đã giới thiệu mã không gian-thời gian cho hệ thống vô tuyến tốc độ cao Phương pháp này cho phép mã hóa các symbols và truyền đồng thời trên tất cả các anten, sau đó sử dụng giải thuật phát hiện tương đồng tối đa (ML - maximum likelihood decoder) để giải mã Việc kết hợp sửa lỗi với phân tập đường truyền trong cách tiếp cận này mang lại hiệu quả cao, giúp tăng dung lượng hệ thống.
Năm 1998, tác giả Alamouti đã giới thiệu mã khối không gian-thời gian (STBC) với độ phức tạp thấp, phù hợp cho môi trường fading chậm và có khả năng tăng dung lượng thông qua việc khai thác độ phân tập không gian STBC đặc biệt hiệu quả trong trường hợp trải phổ thấp, giảm thiểu hiện tượng phân tán tần số Việc sử dụng nhiều anten phát hoặc thu để tạo ra kênh MIMO cho phép áp dụng các phương pháp phân tập như phân tập không gian, thời gian và tần số, đánh dấu một trong những đột phá quan trọng nhất trong kỹ thuật truyền thông hiện đại.
Hệ thống nhiều anten MIMO có khả năng biến ảnh hưởng của truyền dẫn đa đường, thường được coi là bất lợi, thành lợi điểm Việc nâng cao tính phân tập MIMO giúp giảm xác suất sai và tăng cường khả năng sử dụng kênh truyền.
Bài báo năm 2011 của Muhammad Sana Ullah và Mohammed Jashim Uddin đã nghiên cứu chất lượng hệ thống MIMO thông qua sơ đồ mã hóa Alamouti và phương pháp kết hợp tỉ số cực đại (MRC) Kết quả mô phỏng cho thấy tỉ số BER đạt được rất tốt, ngay cả trong điều kiện SNR thấp.
Hệ thống MIMO kết hợp với kỹ thuật OFDM mang lại nhiều ưu điểm nổi bật, hiện đang trở thành giải pháp hứa hẹn cho các hệ thống không dây băng thông rộng trong tương lai MIMO-OFDM đã được áp dụng trong WiMAX theo tiêu chuẩn IEEE 802.16, cho thấy tiềm năng lớn trong việc cải thiện hiệu suất truyền dẫn.
Tại hội nghị khoa học IEEE năm 2011, các tác giả ZHANG Jie, LIU Liang và LI Jin đã nghiên cứu và đưa ra kết quả cho thấy rằng các sơ đồ mã Alamouti (STBC) kết hợp với hệ thống MIMO-OFDM là sự kết hợp lý tưởng để cải thiện dung lượng kênh và giảm tỷ số BER một cách đáng kể.
Ý nghĩa khoa học của đề tài
Hệ thống MIMO sử dụng ghép kênh không gian (V-BLAST) để tăng dung lượng kênh truyền và cải thiện hiệu quả băng thông Đồng thời, nó nâng cao chất lượng hệ thống thông qua phân tập tại phía phát và phía thu (STBC, STTC) mà không cần tăng công suất phát hay băng thông Điều này đáp ứng nhu cầu ngày càng cao về các dịch vụ như mạng truy cập Internet, ADSL, thương mại điện tử, e-mail và video theo yêu cầu.
With its prominent advantages, OFDM is now widely applied in both wireless and wired communications, including Digital Audio Broadcasting (DAB), Digital Video Broadcasting (DVB), ADSL networks, High Performance Local Area Networks (HIPERLAN), and Wireless Local Area Networks (WLAN) compliant with the 802.11.a standard.
Hệ thống OFDM/MIMO không chỉ cải tiến tốc độ dữ liệu mà còn cung cấp phân tập không gian và tần số Để tận dụng những lợi thế này, nhiều mã STBC (Space Time Block Code) và STF/SF (Space Time Frequency/Space Frequency) đã được đề xuất Sự kết hợp giữa các ưu điểm của hệ thống MIMO và điều chế OFDM đã dẫn đến sự ra đời của hệ thống MIMO-OFDM, được xem là giải pháp hứa hẹn cho các thế hệ thông tin không dây băng rộng trong tương lai Hiện nay, MIMO-OFDM đã trở thành nền tảng cho sự phát triển của hệ thống thông tin di động thế hệ thứ tư - 4G.
Nghiên cứu các phương pháp mã hóa trong hệ thống MIMO-OFDM là cần thiết để tối ưu hóa chất lượng thông tin vô tuyến trong môi trường fading chọn lọc tần số Đề tài “đánh giá chất lượng mã STBC cho hệ thống MIMO-OFDM” được lựa chọn nhằm đạt được độ lợi phân tập tối đa, góp phần cải thiện hiệu suất hệ thống.
Mục đích của đề tài
- Khảo sát mã khối không gian-thời gian STBC, SFC, STFC trong hệ thống MIMO, MIMO-OFDM
Bài viết mô phỏng kết quả bằng phần mềm Matlab cho các hệ thống MIMO, MIMO-OFDM, MIMO-STBC và MIMO-OFDM-STBC/SFC/STFC Kết quả được thể hiện qua đồ thị tỷ số lỗi ký tự (Symbol Error Rate - SER) tương ứng với các mức công suất tín hiệu trên nhiễu (Signal to Noise Ratio - SNR) khác nhau.
Nhiệm vụ của đề tài và giới hạn đề tài
Nghiên cứu này tập trung vào mã khối không gian-thời gian (STBC) và ứng dụng của nó trong các hệ thống kết hợp MIMO-OFDM, bao gồm cả việc phát triển hệ thống MIMO-OFDM dựa trên mã hóa STBC.
Bài viết này tập trung vào việc mô phỏng, phân tích và so sánh các kết quả đạt được về dung lượng và SER trong từng trường hợp, nhằm tạo cơ sở cho việc đánh giá hiệu quả.
Trong các nghiên cứu, các trường hợp mô phỏng chỉ được thực hiện với thông tin về trạng thái kênh truyền (CSI) đã biết trước Môi trường truyền được giả định là quasi-static và chịu ảnh hưởng của fading Rayleigh.
Trong quá trình nghiên cứu, tôi đã mở rộng tìm hiểu về các loại mã không gian-tần số (SFC) và mã không gian-thời gian-tần số (STFC) để thu thập thêm dữ liệu so sánh Các cơ sở lý thuyết và kết quả mô phỏng cho thấy những ưu điểm và nhược điểm của mã STBC, cũng như khả năng ứng dụng của các loại mã hóa trong hệ thống MIMO-OFDM.
Nội dung luận văn gồm có 08 chương như sau:
- Chương 1: Giới thiệu tổng quan
- Chương 2: Kênh truyền vô tuyến
- Chương 3: Kỹ thuật điều chế đa sóng mang trực giao OFDM
- Chương 4: Hệ thống nhiều Anten MIMO
- Chương 5: Mã hóa trong hệ thống MIMO-OFDM
- Chương 6: Sơ đồ hệ thống STBC/SFC/STFC-MIMO-OFDM
- Chương 7: Các kết quả mô phỏng trên Matlab
- Chương 8: Kết luận và hướng nghiên cứu
Phương pháp nghiên cứu
Dựa trên các tài liệu từ bài báo IEEE, tạp chí khoa học và luận văn nghiên cứu trong và ngoài nước, bài viết tổng hợp và phân tích lý thuyết liên quan đến lĩnh vực nghiên cứu Đồng thời, các kết quả tính toán được mô phỏng bằng phần mềm Matlab để minh họa và kiểm chứng các giả thuyết.
KÊNH TRUYỀN VÔ TUYẾN
Khái niệm kênh vô tuyến [3][10]
Khi truyền tín hiệu qua kênh vô tuyến di động, tín hiệu nhận bị ảnh hưởng bởi nhiều yếu tố như suy hao, can nhiễu và các hiện tượng như phản xạ, khúc xạ, nhiễu xạ, tán xạ và hiệu ứng dịch Doppler, tất cả được gọi là hiện tượng fading Kết quả là, tại máy thu, tín hiệu nhận được sẽ có nhiều phiên bản khác nhau, với sự khác biệt về biên độ và pha so với tín hiệu gốc, ảnh hưởng đáng kể đến chất lượng kênh truyền Fading được chia thành hai loại chính: fading suy giảm diện rộng (Large-Scale Path Loss) và fading suy giảm diện hẹp (Small-Scale Fading and Multipath).
Fading suy giảm diện rộng [2][10]
Sự suy giảm công suất trung bình của tín hiệu khi truyền từ máy phát đến máy thu xảy ra do hiện tượng che chắn, hấp thụ và suy hao bởi anten.
Trong không gian tự do, sóng lan truyền theo dạng hình cầu, dẫn đến mật độ công suất giảm theo tỷ lệ với diện tích bề mặt của hình cầu Công suất tại điểm thu trong không gian tự do được tính toán theo phương trình Friis.
Trong đó P t là công suất phía phát (W), P r (d) là công suất thu đƣợc, G t là độ lợi anten phát và G r là độ lợi anten thu, 𝝀 là khoảng cách bước sóng (m).
Fading diện hẹp [2][10]
Fading là hiện tượng thay đổi nhanh chóng về biên độ, pha hoặc độ trễ của tín hiệu phát trong khoảng thời gian hoặc khoảng cách nhỏ Nguyên nhân của fading là sự giao thoa giữa nhiều phiên bản của tín hiệu đến máy thu tại các thời điểm khác nhau Các yếu tố ảnh hưởng đến fading diện hẹp sẽ được phân tích trong bài viết này.
2.3.1 Hiện tượng đa đường (multipath)
Hình 2.1: Mô hình kênh truyền đa đường
Kết quả của phân tập đa đường tại đầu thu là việc thu được nhiều phiên bản khác nhau về biên độ và độ lệch pha so với tín hiệu phát ban đầu.
Fading có thể mang lại lợi ích khi các tín hiệu đa đường đồng pha, làm tăng cường độ tín hiệu tại bên thu Tuy nhiên, nó cũng có thể dẫn đến triệt tiêu tín hiệu khi các tín hiệu này ngược pha, gây ra hiện tượng fading sâu.
Hình 2.2: Hiệu ứng dịch Doppler
Khi nguồn tín hiệu và bên thu di chuyển tương đối với nhau, tần số tín hiệu thu sẽ khác với tần số phát Nếu chúng di chuyển về phía nhau, tần số nhận được sẽ cao hơn tần số phát; ngược lại, khi di chuyển ra xa, tần số thu sẽ giảm Hiện tượng này được gọi là hiệu ứng Doppler Vật di chuyển với vận tốc v.
Khi đó sự thay đổi về pha giữa 2 điểm X và Y là
(2.2) Độ lệch dịch tần số là d m
Dịch Doppler cực đại f m (BD): c m f f v v l c
(2.4) fc , , c là lần lượt là tần số sóng mang, bước sóng sóng mang và vận tốc ánh sáng
2.3.3 Hiệu ứng bóng râm (Shadowing)
Sự hiện diện của các vật cản như tòa nhà cao tầng, đồi và núi ảnh hưởng đến đường truyền tín hiệu, dẫn đến việc biên độ tín hiệu bị suy giảm.
2.3.4 Phân loại Fading diện hẹp
Dựa vào ảnh hưởng của hiệu ứng phân tập đa đường người ta phân thành 02 loại kênh fading nhƣ sau:
Fading phẳng, hay fading không chọn lọc tần số, xảy ra khi băng thông của tín hiệu nhỏ hơn băng thông kết hợp, dẫn đến tất cả các thành phần tần số bị suy giảm cùng mức.
Frequency selective fading occurs when the signal bandwidth exceeds the combined bandwidth, causing frequency components with a broader spectrum to fade independently This results in signal distortion and the emergence of inter-symbol interference (ISI).
Dựa trên dịch Doppler, Fading của kênh truyền đƣợc chia làm 2 loại là fading chậm và fading nhanh
Fading nhanh xảy ra khi khoảng tín hiệu lớn hơn thời gian kết hợp T c, làm cho kênh truyền tương đương với fading nhanh Điều này có nghĩa là biên độ, pha và thời gian trải trễ thay đổi nhanh hơn tốc độ biến đổi của tín hiệu phát.
Fading chậm xảy ra khi khoảng tín hiệu nhỏ hơn khoảng T c, dẫn đến toàn bộ tín hiệu bị ảnh hưởng bởi kênh truyền Trong trường hợp này, kênh truyền được xem như là kênh fading chậm, ảnh hưởng đến chất lượng tín hiệu truyền đi.
Các mô hình kênh fading
Kênh truyền fading Rayleigh và Rician là hai mô hình quan trọng trong việc mô tả các hiện tượng thực tế trong thông tin vô tuyến Những hiện tượng này bao gồm hiệu ứng tán xạ đa đường, sự phân tán thời gian và các hiệu ứng khác liên quan đến truyền tín hiệu Các mô hình này giúp hiểu rõ hơn về cách thức hoạt động của hệ thống truyền thông không dây.
Doppler v.v gây ra do sự dịch chuyển tương đối giữa máy phát và máy thu
2.4.1 Mô hình kênh fading Rayleigh
Trên đường truyền từ máy phát đến máy thu, các phiên bản tín hiệu khác nhau do trễ thời gian sẽ tập hợp tại máy thu Các tín hiệu phản xạ từ vật cản trên đường truyền sẽ đến máy thu theo những lộ trình khác nhau, dẫn đến hiện tượng hiệu ứng đa đường Quá trình fading thường được đặc trưng bởi phân bố Rayleigh khi không có đường truyền thẳng (NLOS - Non Line of Sight).
Hàm mật độ xác suất của biên độ và pha hàm truyền đƣợc xác định nhƣ ở phương trình dưới đây:
Với r , và σ2 lần lượt là biên độ, pha và phương sai của đáp ứng kênh
Hiện mô hình đã đƣợc áp dụng trong các chuẩn IEEE802.16a, IEEE-2004,
2.4.2 Mô hình kênh fading Ricean
Khi có đường truyền thẳng (LOS) giữa máy phát và máy thu, tín hiệu từ đường truyền thẳng sẽ chiếm ưu thế hơn so với các đường tán xạ độc lập thống kê khác Hàm mật độ xác suất của biên độ hàm truyền được xác định theo phương trình dưới đây.
(2.6) với I0 là hàm Bessel loại 1, bậc 0.và A là biên độ
Hiện nay mô hình fading Ricean đã đƣợc áp dụng trong tiêu chuẩn IEEE
2.4.3 Mô hình fading chọn lọc tần số
Fading lựa chọn tần số được mô hình bởi nhiễu liên ký tự (ISI), trong trường hợp này, mối quan hệ giữa ngõ ra và vào là:
Với: α j là phân bố Gaussian phức độc lập và η(t) là nhiễu Trong mô hình fading
Rayleigh, chúng là các biến chuẩn ngẫu nhiên Gaussian phức Một trường hợp đặc biệt là mô hình Rayleigh 2 đường :
Với phần thực và ảo của các giá trị α 0 và α 1 là các phân bố chuẩn Gaussian ngẫu nhiên.
Kết luận
Các đặc trưng và mô hình của kênh truyền vô tuyến đã được nghiên cứu kỹ lưỡng, giúp hiểu rõ bản chất của quá trình truyền tín hiệu Sự hiểu biết này sẽ hỗ trợ hiệu quả cho việc mô phỏng trong tương lai.
Trong chương tiếp theo, sẽ trình bày các vấn đề kỹ thuật trong OFDM, mô hình tín hiệu và hệ thống của nó.
KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ ĐA SÓNG MANG TRỰC GIAO
Giới thiệu
Các kênh fading đa đường làm giảm chất lượng tín hiệu số và tốc độ truyền dẫn Mặc dù các kỹ thuật cân bằng như tuyến tính, phi tuyến và ước lượng chuỗi giúp giảm ảnh hưởng của nhiễu ISI, nhưng chúng thường có độ phức tạp cao Kỹ thuật ghép kênh đa sóng mang trực giao OFDM, với việc chèn các khoảng bảo vệ (CP), là một giải pháp hiệu quả để xử lý nhiễu ISI Để tối ưu hóa băng tần, các sóng mang được điều chế gần nhau mà không gây ra nhiễu ICI, đồng thời có khả năng mang nhiều bit thông tin Tuy nhiên, việc đặt khoảng bảo vệ giữa các sóng mang dẫn đến lãng phí băng thông, mặc dù cần thiết để truyền dữ liệu với tốc độ cao và chu kỳ symbol ngắn.
R là tốc độ truyền, T sym là chu kỳ symbol
Trong môi trường đa đường, T sym ngắn có thể dẫn đến tăng ISI và giảm hiệu suất Kỹ thuật OFDM giải quyết vấn đề này thông qua việc chia dòng dữ liệu tốc độ cao thành các dòng dữ liệu song song tốc độ thấp hơn, kéo dài chu kỳ symbol và loại bỏ ISI Hơn nữa, OFDM cho phép băng thông của các sóng mang con chồng lên nhau mà không gây ra ICI nhờ vào việc điều chế trực giao các sóng mang con Do đó, OFDM được coi là một kỹ thuật điều chế hiệu quả cho truy cập băng thông rộng trong môi trường phân tán.
Mô hình hệ thống
Hình 3.1: Sơ đồ khối hệ thống OFDM cơ bản
Trong sơ đồ Hình 3.1, chuỗi bit đầu vào được nhóm thành các khối kích thước log2(M) và điều chế ở băng tần cơ sở M-QAM hoặc QPSK, tạo ra các tín hiệu đa mức X Dữ liệu đầu vào sau đó được chia thành NFFT symbol song song X[0], X[1], , X[N-1] qua bộ chuyển đổi nối tiếp ra song song S/P, làm giảm tốc độ dữ liệu xuống N FFT lần Mỗi symbol sẽ được phát trên một sóng mang con tương ứng, được lựa chọn để đảm bảo tính trực giao Để phát s(t), các thành phần tần số (N symbol) được chuyển đổi sang miền thời gian thông qua phép biến đổi ngược IDFT, tạo ra chuỗi x[m] = x[0], , x[N-1].
DFT Điều chế cơ sở
Giải điều chế cơ sở
Trong tiêu chuẩn IEEE 802.16-2004, điều chế dữ liệu đƣợc lựa chọn là M- QAM, trong đó M là số symbol trong bản đồ chòm sao Giá trị tiêu biểu cho M là
Tùy thuộc vào tốc độ dữ liệu cần thiết và điều kiện kênh, có thể sử dụng các giá trị như 16, 64 và 256 Một khối gồm N c symbol dữ liệu phức được nhóm lại và chuyển đổi thành dạng song song để làm đầu vào cho bộ điều chế OFDM Để đơn giản hóa và dễ hiểu, mô hình toán học được trình bày thông qua ma trận Trong miền tần số, ký hiệu OFDM thứ m được ký hiệu là X(m).
Khối IDFT chuyển các mẫu sang miền thời gian bằng thao tác nhân ma trận Đặt F N c là ma trận DFT N c -điểm:
F i, j = W Mẫu miền thời gian x m có thể đƣợc mô tả bởi:
F H là Hermitian của F H Để giảm thiểu hiện tượng trễ do đa đường trong các kênh vô tuyến, các mẫu ở miền thời gian x(m) được mở rộng tuần hoàn bằng cách sao chép N mẫu cuối cùng và dán vào phía trước.
Hình 3.2: Khái niệm CP Đặt u m là symbol OFDM đƣợc mở rộng tuần hoàn
N ×1 tot tot tot tot u mN u mN +1 m = = CP u mN + N - 2 m u mN + N -1
T c c g c c g c c c c c c original data CP m = x mN + N - N x mN + N - N +1 x mN + N -1 x mN x mN +1 x mN + N -1
Với N tot = N c + N g là chiều dài của u m Ở dạng ma trận, việc chèn CP có thể thực hiện dễ dàng bằng tích ma trận x m với ma trận A CP kích thước
Một trong những thách thức lớn đối với các kênh vô tuyến là hiện tượng đa đường, gây ra nhiễu liên ký tự (ISI) khi trải trễ đa đường lớn hơn chu kỳ symbol Để khắc phục ISI, khoảng bảo vệ (CP) được thêm vào mỗi symbol OFDM, với độ dài N_g phải lớn hơn trải trễ thực tế L (N_g ≥ L) Khoảng bảo vệ CP cũng giữ cho tính trực giao giữa các sóng mang con, ngăn chặn nhiễu liên kênh (ICI) Việc mở rộng chu kỳ symbol OFDM đảm bảo rằng các bản sao trễ luôn là bội số nguyên của chu kỳ trong khoảng thời gian FFT, miễn là sự trì hoãn nhỏ hơn CP Trong tiêu chuẩn IEEE 802.11a, N_g tối thiểu là 16.
Trong luận văn này, mô hình kênh vô tuyến được lựa chọn là kênh fading Rayleigh với tần số gần tĩnh, cho phép kênh gần như không thay đổi trong suốt thời gian truyền một symbol OFDM Kênh truyền đa đường có thể được mô hình hóa tương đương với một bộ lọc FIR bậc (L – 1), với các hệ số bộ lọc là {h 0 , h 1 , …, h l , …, h L – 1} Trong đó, h m đại diện cho vectơ CIR (Đáp ứng xung của kênh).
h (3.9) m là chỉ số symbol OFDM Tín hiệu thu được có thể được biểu diễn dưới dạng tích chập thời gian rời rạc:
tot L-1 l,m tot tot l=0 r mN + n =h u mN + n- l + v mN + n (3.10)
mNtot+ n là mẫu thu thứ n (0 ≤ n ≤ N tot -1) trong symbol OFDM m, v m là
AWGN trong miền thời gian
Ta có h m chiều dài L, u m chiều dài N c + N g , dẫn đến r m có chiều dài
Để loại bỏ hiện tượng ISI trong tín hiệu, chúng ta nhận thấy rằng mẫu đầu tiên L-1 của vectơ r(m) có sự hiện diện của symbol OFDM, trong khi mẫu cuối cùng L-1 bị phân tán vào symbol OFDM tiếp theo và có thể bỏ qua Chúng ta chuyển đổi vectơ r(m) (N tot x 1) thành vectơ y(m) (N c x 1) bằng cách cắt N g mẫu đầu tiên có thể bị ảnh hưởng bởi ISI, với điều kiện N g ≥ L để đảm bảo loại bỏ hoàn toàn ISI Điều này phản ánh tác động ngược của việc mở rộng chu kỳ được thực hiện tại máy phát và có thể được biểu diễn dưới dạng tích ma trận - vectơ.
DeCP c c c c y mN y mN +1 m m y mN + N - 2 y mN + N -1
Nhƣ ở hình 3.1, tín hiệu nhận đƣợc không có ISI đƣợc giải điều chế bởi FFT và nó đƣợc chuyển trở lại tín hiệu Y m ở miền tần số:
Sau khi nhận được tín hiệu Y(m), việc tách symbol có thể thực hiện được khi thông tin trạng thái kênh đã biết hoặc được ước lượng qua các thuật toán ước lượng kênh Các symbol đã tách sẽ trải qua chuỗi tác động ngược để khôi phục thông tin nhị phân đầu vào, tương ứng với quá trình mã hóa, chèn và ánh xạ ở phía máy phát.
3.3 Một số ƣu khuyết điểm chính của kỹ thuật OFDM[2], [3]
Hệ thống OFDM sử dụng dải tần hiệu quả nhờ khả năng chồng phổ giữa các sóng mang con Bằng cách phân chia kênh thông tin thành nhiều kênh con với fading phẳng và băng hẹp, OFDM có khả năng chống chịu fading chọn tần số tốt hơn so với các hệ thống đơn sóng mang.
OFDM loại trừ nhiễu symbol (ISI) và xuyên nhiễu giữa các sóng mang (ICI) bằng cách chèn thêm vào một khoảng thời gian bảo vệ CP trước mỗi symbol
Việc áp dụng các biện pháp xen kẽ và mã hóa kênh phù hợp có thể giúp khắc phục hiện tượng suy giảm xác suất lỗi trên symbol do hiệu ứng chọn lọc tần số gây ra Quá trình cân bằng kênh trở nên đơn giản hơn khi sử dụng các kỹ thuật cân bằng thích nghi trong hệ thống đơn sóng mang.
Quá trình điều chế và giải điều chế sử dụng phép biến đổi FFT giúp giảm độ phức tạp của hệ thống OFDM Khi kết hợp với điều chế vi sai, hệ thống này không cần thực hiện ước lượng kênh, từ đó tối ưu hóa hiệu suất truyền tải dữ liệu.
OFDM ít bị ảnh hưởng với khoảng thời gian lấy mẫu (sample timing offsets) hơn so với hệ thống đơn sóng mang
OFDM chịu đựng tốt nhiễu xung với và nhiễu xuyên kênh kết hợp
OFDM bị ảnh hưởng bởi nhiễu biên độ do khoảng động lớn, gây bất lợi nghiêm trọng khi sử dụng bộ khuếch đại công suất hoạt động ở miền bão hòa, dẫn đến tỷ số PARR cao Nếu tỷ số PARR của tín hiệu OFDM lớn hơn, sẽ xảy ra nhiễu xuyên điều chế, làm tăng độ phức tạp của các bộ biến đổi analog sang digital và ngược lại Hơn nữa, việc rút ngắn tín hiệu có thể tạo ra méo nhiễu trong băng và bức xạ ngoài băng Hệ thống OFDM cũng nhạy cảm hơn với tần số offset và sự trượt của sóng mang so với các hệ thống đơn sóng mang, làm cho vấn đề đồng bộ tần số trở nên phức tạp hơn Tần số offset của sóng mang có thể gây nhiễu cho các sóng mang con trực giao, dẫn đến nhiễu liên kênh và giảm hiệu suất của bộ giải điều chế Do đó, đồng bộ tần số là nhiệm vụ thiết yếu trong bộ thu OFDM.
Kỹ thuật ghép kênh đa sóng mang trực giao OFDM là một giải pháp hiệu quả cho việc truyền tín hiệu qua các kênh fading chọn lọc tần số Bằng cách chia kênh băng rộng thành các kênh băng hẹp, OFDM tối ưu hóa khả năng truyền tải tín hiệu Kỹ thuật này đặc biệt quan trọng khi kết hợp với các hệ thống MIMO, vốn hoạt động tốt nhất trong môi trường fading phẳng, và sẽ được thảo luận chi tiết trong chương tiếp theo.
Kết luận
Kỹ thuật ghép kênh đa sóng mang trực giao OFDM là phương pháp hiệu quả cho truyền tín hiệu trên các kênh fading chọn lọc tần số OFDM phân chia kênh băng rộng thành các kênh băng hẹp, giúp tối ưu hóa khả năng truyền tải Kỹ thuật này đặc biệt quan trọng khi kết hợp với các hệ thống MIMO, vốn phát huy hiệu quả tối đa trong môi trường fading phẳng, sẽ được thảo luận trong chương tiếp theo.
HỆ THỐNG NHIỀU ANTEN MIMO
Giới thiệu
Hệ thống MIMO (multiple input multiple output) đang thu hút sự chú ý lớn trong lĩnh vực thông tin liên lạc nhờ vào khả năng sử dụng nhiều anten phát và thu để truyền dữ liệu đồng thời Thiết kế của hệ thống MIMO nhằm tăng dung lượng kênh truyền và cải thiện tỷ số tín hiệu trên nhiễu (SNR) tại đầu thu Trong điều kiện truyền dẫn lý tưởng, dung lượng kênh có thể tăng gần như tuyến tính với số lượng anten được sử dụng.
MIMO hiện nay đóng vai trò quan trọng trong các chuẩn thông tin không dây như IEEE 802.11n (Wifi), LTE, Wimax và HSPA+ Hệ thống MIMO mang lại nhiều ưu điểm nổi bật.
Tăng độ phân tập của kênh truyền fading, do đó có thể giảm xác suất lỗi
Tăng dung lƣợng của kênh truyền do đó có thể tăng đƣợc tốc độ dữ liệu
Tuy nhiên chi phí cho thiết bị cao hơn nhiều (do sử dụng nhiều anten phát và thu), cùng với giải thuật xử lý tín hiệu phức tạp hơn.
Các kỹ thuật Phân tập
Kỹ thuật phân tập trong thông tin vô tuyến được áp dụng phổ biến nhằm giảm thiểu tác động của hiện tượng fading đa đường và nâng cao độ tin cậy của quá trình truyền dẫn mà không cần tăng công suất phát hay thay đổi băng thông Phân tập yêu cầu nhiều bản sao của tín hiệu tại nơi thu, tất cả đều mang thông tin giống nhau nhưng có sự tương quan khác nhau trong môi trường fading Ý tưởng chính là nếu nơi thu nhận được hai hay nhiều bản sao của tín hiệu một cách độc lập, thì các mẫu này sẽ bị suy giảm độc lập với nhau.
Bằng cách kết hợp hợp lý các mẫu khác nhau, chúng ta có thể giảm thiểu ảnh hưởng của fading, từ đó nâng cao độ tin cậy trong việc phát tín hiệu Để xác định khối lượng phân tập, ta sử dụng mối quan hệ giữa tỷ lệ tín hiệu trên nhiễu (SNR) tại đầu thu và xác suất lỗi, trong đó độ lợi phân tập được tính toán dựa trên các yếu tố này.
Nói cách khác, độ lợi phân tập là độ dốc của đường cong xác suất lỗi với SNR ở máy thu trên thang đo log-log
Có hai vấn đề quan trọng trong việc phân tập tín hiệu Thứ nhất, cần tìm cách cung cấp các bản sao tín hiệu phát đến máy thu với mức tiêu tốn năng lượng, băng thông và độ phức tạp giải mã thấp nhất Thứ hai, việc sử dụng các bản sao tín hiệu tại đầu thu nhằm giảm thiểu xác suất lỗi là rất cần thiết.
Các bản sao của tín hiệu phát có thể được truyền qua nhiều phương thức khác nhau, bao gồm việc sử dụng khe thời gian, tần số, sự phân cực hoặc anten khác nhau Mục tiêu của việc này là nhằm truyền một hoặc hai bản sao của tín hiệu với sự suy hao độc lập, từ đó giảm thiểu xác suất lỗi tại đầu thu thông qua phương pháp tổng hợp.
Theo các miền người ta chia thành các kỹ thuật phân tập sau: phân tập tần số, phân tập thời gian và phân tập không gian
4.2.1 Sự phân tập tần số:
Trong phân tập tần số, các thành phần tần số khác nhau được sử dụng để phát cùng một thông tin, với yêu cầu khoảng cách đủ lớn giữa chúng để giảm thiểu ảnh hưởng của fading Khoảng tần số cần thiết thường là vài lần băng thông kết hợp của kênh, nhằm đảm bảo tính độc lập thống kê của fading giữa các tần số Ngoài ra, băng thông kết hợp cũng thay đổi tùy theo các môi trường truyền khác nhau.
4.2.2 Sự phân tập thời gian:
Phân tập thời gian được thực hiện bằng cách phát nhiều bản tin giống nhau tại các khe thời gian khác nhau, giúp bộ thu nhận được các tín hiệu không tương quan về fading Khoảng thời gian giữa các lần phát cần lớn hơn thời gian kết hợp (coherence time) của kênh truyền hoặc nghịch đảo của tốc độ fading để đảm bảo hiệu quả.
1/f d = c/vf c để đảm bảo các fading xảy ra với tín hiệu trong khoảng thời gian này sẽ không tương quan với nhau
4.2.3 Sự phân tập không gian:
Phân tập anten là một kỹ thuật sử dụng nhiều anten hoặc mảng anten được sắp xếp trong không gian ở phía phát và/hoặc phía thu Các anten này được đặt cách nhau đủ xa để đảm bảo rằng các tín hiệu không tương quan với nhau Kỹ thuật này cho phép truyền nhiều phiên bản của tín hiệu phát đến nơi thu, tạo ra sự dư thừa trong miền không gian Hơn nữa, phân tập không gian còn giúp tăng dung lượng của kênh truyền.
Phân tập không gian được chia thành hai loại: phân tập phát và phân tập thu, dựa trên số lượng anten sử dụng cho việc phát hoặc thu tín hiệu Trong phân tập thu, nhiều anten tại máy thu nhận các bản sao độc lập của tín hiệu phát, giúp cải thiện tỷ số tín hiệu trên nhiễu (SNR) và giảm hiện tượng fading đa đường Ngược lại, phân tập phát sử dụng nhiều anten tại phía phát Để đáp ứng nhu cầu trong các hệ thống thông tin, thường có sự kết hợp giữa hai hoặc nhiều sơ đồ phân tập, tạo ra phân tập nhiều chiều Hệ thống MIMO tích hợp cả phân tập phát và thu nhằm tối ưu hóa hiệu suất truyền dẫn.
Mô hình hệ thống MIMO
Trong phần này, chúng ta sẽ nghiên cứu một kênh MIMO băng hẹp, trong đó hệ thống thông tin điểm-điểm bao gồm Nt anten phát và Nr anten thu, như đã được mô tả trong hình 4.1.
Hệ thống MIMO (Multiple Input Multiple Output) bao gồm Nt anten phát và Nr anten thu, cho phép truyền tải dữ liệu hiệu quả hơn Sơ đồ nguyên lý của hệ thống này cho thấy cách mà các anten tương tác để tối ưu hóa hiệu suất truyền thông Việc sử dụng nhiều anten giúp cải thiện độ tin cậy và tốc độ truyền tải, mang lại lợi ích lớn trong các ứng dụng viễn thông hiện đại.
Hoặc biểu diễn đơn giản dưới dạng : y = H.x + n (4.4)
Dung lƣợng hệ thống
Dung lượng hệ thống MIMO được xác định bởi tốc độ truyền dẫn tối đa với xác suất lỗi tối thiểu Ma trận kênh truyền H trong hệ thống MIMO được coi là không đổi trong suốt quá trình truyền tải, trong khi tổng công suất phát trên N anten được giữ ổn định ở mức P.
Theo lý thuyết Shannon, hệ thống MIMO có dung lượng vượt trội so với SISO, và sự cải thiện này phụ thuộc vào nhiều yếu tố như kênh fading, thông tin về kênh và chất lượng kênh truyền Bài viết sẽ phân tích và trình bày dung lượng kênh cho các mô hình anten khác nhau.
Dung lƣợng hệ thống SISO phụ thuộc vào tỉ số tín hiệu trên nhiễu và đƣợc xác định theo công thức Shanon:
Các kênh vô tuyến thường xuyên biến đổi theo thời gian và bị ảnh hưởng bởi fading ngẫu nhiên, điều này dẫn đến việc cần phải điều chỉnh dung lượng của chúng.
C = log2(1+SNR H 2 ) bits/channel use (4.6) Ở đây H là ma trận kênh truyền đã đƣợc chuẩn hóa
4.4.2 Dung lƣợng kênh MISO và SIMO
Dung lƣợng hệ thống sử dụng nhiều anten phát với một anten thu (MISO) và một anten phát nhiều anten thu (SIMO) đƣợc tổng quát nhƣ sau:
H Hlà ma trận chuyển vị phức của ma trận H Với 2 , 2
Hình 4.2: Mô hình kênh SISO, SIMO, MISO, MIMO[3]
4.4.3 Dung lƣợng hệ thống MIMO:
Với H là ma trận kênh truyền, γ là SNR( tỉ số tín hiệu trên nhiễu)
Ma trận vuông đơn vị I cho thấy rằng với băng thông W, tốc độ tối đa có thể đạt được cho kênh truyền ổn định là CW bit/s, với đơn vị đo lường là bit/(sHz).
Dung lượng tăng theo Min (Nt x N r ) Trong trường hợp số anten thu bằng với số anten phát (N t = N r = M) ta có:
Phương trình (4.9) cho thấy dung lượng kênh MIMO tăng tuyến tính với số lƣợng anten
Kết luận
Trong chương này đã trình bày các kỹ thuật phân tập, mô hình hệ thống cũng nhƣ dung lƣợng kênh truyền của hệ thống MIMO
Hệ thống MIMO là một bước tiến quan trọng trong truyền thông kỹ thuật số, mang lại tốc độ truyền cao và chất lượng BER tốt hơn Sự kết hợp giữa MIMO và OFDM đã tạo ra hệ thống MIMO-OFDM, một chủ đề sẽ được nghiên cứu trong chương tiếp theo.
MÃ HÓA TRONG HỆ THỐNG MIMO-OFDM
Giới thiệu [3]
Mã hóa không gian-thời gian (STC) được áp dụng trong các hệ thống MIMO, với thiết kế anten cách xa nhau để tín hiệu không bị ảnh hưởng lẫn nhau Trong môi trường vô tuyến có hiện tượng đa đường và tán xạ mạnh, tín hiệu từ các anten trở nên độc lập Thay vì chống lại hiện tượng đa đường, STC tận dụng nó để tăng cường dung lượng kênh truyền Bộ mã hóa STC chọn các điểm trên giản đồ chòm sao để truyền đồng thời qua các anten, từ đó nâng cao độ lợi ghép kênh và độ lợi phân tập Mã STC được chia thành hai loại chính.
Mã hóa không gian-thời gian khối STBC (Space Time Block Code)
Mã hóa không gian-thời gian lưới STTC (Space Time Trellis Code)
Luận văn này tập trung nghiên cứu mã khối không gian-thời gian (STBC - Space Time Block Code) nhằm ứng dụng trong hệ thống MIMO-OFDM.
Mã khối không gian thời gian (STBC)
Mã hóa khối không gian-thời gian (STBC) là một kỹ thuật mã hóa tín hiệu hiệu quả, sử dụng đồng thời nhiều anten để phát tín hiệu trong các hệ thống thông tin vô tuyến Kỹ thuật này tận dụng các phiên bản dữ liệu khác nhau để cải thiện khả năng truyền dữ liệu STBC kết hợp tối ưu tất cả các bản sao tín hiệu ở phía thu nhằm rút ra thông tin chính xác nhất từ các bản sao đó.
Mã STBC được trình bày dưới dạng ma trận, trong đó mỗi hàng đại diện cho một khe thời gian và mỗi cột biểu thị quá trình phát tín hiệu của một anten trong toàn bộ miền thời gian.
Hình 5.1: Ma trận mã STBC
Trong đó, sij là symbol điều chế đƣợc phát từ anten thứ j vào khe thời gian thứ i Ở đây có T khe thời gian và N t anten phát và N r anten thu
5.2.1 Một số tiêu chuẩn về mã khối không gian-thời gian
Tỷ lệ mã của một mã khối không gian thời gian được định nghĩa là tỷ số giữa số symbol mà bộ mã hóa đưa vào đầu vào và số khe thời gian của một khối Nếu một khối mã hóa k symbol, thì tỷ lệ mã sẽ là r = k.
Hiệu suất phổ của hệ thống: b s s r r mr km bit η / Hz
Xét từ mã S = s s s s s s s s s 1 2 1 1 1 N t 1 2 2 2 N 2 t 1 T T 2 N T t và từ mã khác là S' = s' s' s' s' s' s' s' s' s' 1 1 1 2 1 N t 1 2 2 2 N 2 t 1 T T 2 T N t
Khi đó, ta có ma trận
Nếu ma trận D có hạng đầy (full rank) cho mọi cặp từ s ≠ s’ bất kỳ thì ta đạt đƣợc sự phân tập lớn nhất có thể NtN r
Tiêu chuẩn trực giao trong mã STBC đảm bảo rằng các vectơ từ bất kỳ hai cột nào trong ma trận mã đều trực giao với nhau, dẫn đến việc bộ giải mã ở phía thu trở nên đơn giản, tuyến tính và tối ưu.
Ma trận phát S đƣợc xây dựng dựa trên cấu trúc trực giao nhƣ sau:
S S (5.4) ở đây C là một hằng số, S là ma trận Hermitian của S và H
I là một ma trận đơn vị kích thước là N t *N t
Là mã STBC đầu tiên cung cấp phân tập đầy đủ (full diversity) ở toàn tốc với 2 anten phát [6] Sơ đồ khối mã hóa ST Alamouti đƣợc cho ở hình 5.2
Hình 5.2: Sơ đồ khối mã hóa ST Alamouti[6]
Bộ mã hóa sẽ mã hóa 2 symbol liên tiếp [s 1 s 2 ] với s 1 , s 2 thuộc chòm sao điều chế S(s ,s 1 2 S{s ,s , ,s }) 1 2 M thành ma trận:
Trong chu kỳ đầu tiên, máy phát sẽ phát đồng thời hai tín hiệu s1 và s2 trên hai anten, và trong chu kỳ tiếp theo, máy phát sẽ tiếp tục phát hai tín hiệu khác.
* s2 là liên hiệp phức của s 1 và s 2 tương ứng
Rõ ràng là việc mã hóa đƣợc thực hiện ở cả 2 miền thời gian và không gian Ma trận mã này có cấu trúc trực giao :
Với I 2 là ma trận đơn vị (2x2).
Giải mã STBC
Tại thời điểm t, tín hiệu r t j nhận đƣợc tại anten thứ j: n j i j t ij t t i 1 r h s n t
Trong đó, h ij là độ lợi đường từ anten phát i tới anten thu j, s i t là tín hiệu phát bởi anten phát thứ i và n t j là nhiễu AWGN
Xét trường hợp máy thu chỉ có 1 anten Sử dụng quy tắc xác định tương đồng tối đa (MLDR – Maximum – likehood detection rule) theo sơ đồ hình 5.3
Hình 5.3: Bộ thu cho sơ đồ Alamouti
Giả sử kênh truyền giả tĩnh (quasi static), độ lợi kênh truyền không đổi qua 2 chu kỳ symbol:
Với T là chu kỳ Symbol
Dạng ma trận: Ƣớc lƣợng kênh
Bộ kết hợp Giải mã ML
Hay r = Sh+ n Ở đây h = h , h 1 2 T là vectơ phức kênh truyền, n là vectơ nhiễu tại bộ thu
Bộ giải mã ML quyết định cho cặp tín hiệu ( s 1
) từ chòm sao tín hiệu để tối thiểu hóa hệ số khoảng cách của tất cả các giá trị của s 1
(5.10) ở đó d 2 x, y = x- y x- y * = x- y 2 Đối với các tín hiệu dịch khóa pha (PSK), luật quyết định có thể biểu diễn nhƣ sau:
Khai triển hàm chi phí (5.10) :
Do r1 2 + r2 2 - r h + r h 1 1 * 2 * 2 2 - r h - r h1 * 2 2 * 1 2 không phụ thuộc vào s ,s 1 2 , tức là không ảnh hưởng tới việc tìm min của biểu thức (5.8) nên ta có thể bỏ qua Việc giải mã
ML có thể đƣợc trình bày nhƣ sau:
, s s là các tín hiệu kết hợp ở máy thu:
~ s , i = 1, 2, chỉ là một hàm của s i , i = 1, 2 Nhƣ vậy, giải mã ML ở (5.10) có thể đƣợc tách thành hai giải mã độc lập:
Với tín hiệu chòm sao M-PSK, h 1 2 + h 2 2 -1 S ˆ i 2 , i = 1,2 là hằng số ở tất cả các điểm với các hệ số kênh fading Vì thế (5.15) và (5.16) đƣợc đơn giản:
Để giải mã các tín hiệu s1 và s2, trước tiên cần giải mã giá trị s 1, 2 theo công thức (3.12) Sau đó, máy thu sẽ tìm ký hiệu gần nhất với s 1 trong chòm sao Quy trình tương tự cũng được áp dụng cho s2 và các trường hợp có nhiều hơn một ăng-ten thu.
Mã Khối không gian –thời gian trực giao (OSTBC)
5.4.1 Một số mã OSTBC cho chòm sao tín hiệu thực Ở đây ta sẽ phân tích quá trình tạo ra các ma trận phát thực
Trong nghiên cứu này, chúng ta tập trung vào các ma trận vuông, vốn chỉ tồn tại khi số lượng anten phát N là 2, 4 hoặc 8 Các mã này có tốc độ R = 1 và cung cấp khả năng phân tập phát đầy đủ N Ma trận phát trong trường hợp này được xác định bởi các yếu tố nhất định.
S (5.18) với N=2 anten phát Ta có thể thấy rằng ma trận này thỏa điều kiện trực giao theo phương trình: S×S = s H 1 2 + s 2 2 I 2 với N =4
Tốc độ mã của tất cả các ma trận là duy nhất, ví dụ với ma trận có N=4, ta có 4 anten phát và 4 chu kỳ phát T tương ứng với mỗi cột của ma trận Trong lần phát đầu tiên, các ký hiệu s1, s2, s3, s4 được phát, và trong lần phát tiếp theo, các ký hiệu -s2, s1, -s4, s3 sẽ được phát Do đó, ta có k=4.
Để thiết kế một mẫu truyền toàn tốc R=1 cho hệ thống với bất kỳ số lượng anten phát nào, chúng ta có thể áp dụng một quy tắc chung cho cả ma trận vuông và ma trận thường Quy tắc này xác định rằng với N anten phát, giá trị tối thiểu của T cần thiết để đạt được toàn tốc sẽ được tính toán theo một công thức cụ thể.
Với N ≤ 8, ta có các giá trị của T là:
Bảng 5.1: Các giá trị của T theo tiêu chuẩn thiết kế toàn tốc [10]
Dựa trên các giá trị đã nêu, các ma trận không vuông S3, S5, S6 và S7 được xây dựng từ thiết kế trực giao thực cho STBC toàn tốc và phân tập đầy đủ, tương ứng với kích thước 3, 5, 6 và 7.
5.4.2 Một số mã OSTBC cho chòm sao tín hiệu phức
Ma trận trực giao phức là các ma trận N x T có thành phần phức s, s², , s k, và liên hiệp phức của chúng tuân theo phương trình (5.12) Những ma trận này đảm bảo sự phân tập đầy đủ với tốc độ mã k/T.
Mẫu Alamouti là một ma trận nhƣ vậy với các thành phần phức cho 2 anten phát, nhƣ sau:
Quy tắc thiết kế cho ma trận truyền phức tương tự như quy tắc thiết kế ma trận thực đã đề cập trước đó Bài viết này sẽ phân tích các ma trận truyền phức có kích thước N = 3 và N = 4 với tốc độ mã 1/2.
Tích của bất kỳ hai hàng nào trong các ma trận này đều bằng 0, chứng tỏ rằng các ma trận này là trực giao và tạo ra sự phân tập đầy đủ Đối với trường hợp G 3, có 4 ký hiệu s1, s2, s3, s4 và các liên hiệp phức của chúng (k = 4), cùng với 8 khe thời gian (T = 8) Do đó, tốc độ mã được tính là R = k/T = 4/8 = 1/2.
Để đạt được tốc độ mã cao hơn, các ma trận yêu cầu cần phải trải qua các quá trình xử lý tuyến tính phức tạp hơn Các ma trận có kích thước 3 và 4 dưới đây cung cấp tốc độ mã R=3/4.
Mã không gian-tần số SFC
Mã hóa không gian-thời gian STC cung cấp độ lợi phân tập thông qua việc mã hóa theo không gian và thời gian Trong hệ thống MIMO-OFDM, mã hóa STC được áp dụng cho từng sóng mang phụ Một phương pháp khác trong truyền thông qua các kênh MIMO sử dụng OFDM là thay thế chiều thời gian bằng chiều tần số, cho phép các sóng mang phụ độc lập của OFDM hoạt động như một sự thay thế cho chiều thời gian của mã STC Kết quả của phương pháp này được gọi là mã hóa không gian-tần số SF.
5.5.2 Thiết kế mã SF tốc độ 1 (SF-rate 1) [13],[15],[16]
Mã SF- rate 1 đƣợc xây dựng nhƣ ở hình 5.4
Vectơ symbol phát S dài N s = N c = NLJ đƣợc chia làm J khối ( c c fc
Hình 5.4: Mã hóa SF-rate 1[16]
Mỗi khối S i (S i A N fc ) lần lượt được mã hóa tương ứng sang dạng ma trận mã
SF B i (B i C N fc N ) Mã SF-rate 1 CC N c N có dạng sau:
Việc mã hóa SF trên các khối B i tương đồng, vì vậy chỉ cần khảo sát một khối B i Tiền mã hóa tuyến tính LP (linearly precoded) của khối S i tạo ra tín hiệu X i có độ dài N fc, với i = N fc i.
Θ (5.31) ở đây Θ là ma trận Vandermonde :
Hình 3.4: Mã hóa SF-rate 1[16]
X i đƣợc chia tiếp thành N vectơ có chiều dài L:
Ma trận con mã SF-rate 1 phân tập đầy thứ i đƣợc cho nhƣ sau [10, 11]:
0 L là vectơ cột số 0 chiều dài L Mã này sẽ có thể đạt phân tập NML.
MÃ KHÔNG GIAN-THỜI GIAN-TẦN SỐ STFC [14],[16]
Mã SFC chủ yếu nhằm đạt độ lợi phân tập cao nhưng thường không đạt độ lợi mã hóa Hiệu suất của mã SFC có thể được nâng cao thông qua việc áp dụng mã hóa trên nhiều khối OFDM, được gọi là mã hóa "không gian-thời gian-tần số" (STFC) Trong truyền thông không dây sử dụng OFDM, phân tập tần số từ đặc tính kênh chọn lựa tần số có thể được tối ưu hóa bằng cách xáo trộn và mã hóa kênh, giúp đạt được độ lợi tối đa.
Mã STFC kết hợp ưu điểm của phân tập không gian và thời gian (STC) với phân tập tần số (SFC), cho phép mã hóa diễn ra trên ba miền: không gian, thời gian và tần số Để tối ưu hóa độ lợi phân tập, nhiều phương pháp mã hóa đã được nghiên cứu nhằm ứng dụng cho các kênh fading khối.
Hình 5.5: Cơ chế truyền mã STF 5.6.2 Thiết kế mã STFC tốc độ 1 (STF-rate 1):
Hình 5.6: Mã hóa STF-rate N
Vectơ symbol phát S độ dài N s = N c N B đƣợc chia thành J khối ( c c fc
, i = 1, 2,… J (5.39) Mỗi khối S i (S i A N N fc B ) được mã hóa tương ứng sang ma trận mã STF
B i ( B i C N fc NN B ) Mã STF-rate 1 CC N c NN B có dạng sau:
Vì việc mã hóa STF trên các khối B i là nhƣ nhau nên ta chỉ khảo sát trên 1 khối
Mã hóa LP khối S i tạo ra X i dài N fc N B : fc B i N N i
X i đƣợc chia tiếp thành NN B vectơ có chiều dài L:
Ma trận con mã STF-rate 1 phân tập đầy thứ i đƣợc cho nhƣ sau:
0 L là vectơ cột số 0 chiều dài L Mã này sẽ có thể đạt phân tập NML.
Kết luận
Mã STBC mang lại nhiều ưu điểm, đặc biệt là khả năng phân tập tối ưu với N số anten phát và M số anten thu Khi số anten phát vượt quá 2, tốc độ mã hóa tối đa có thể đạt được là 3/4.
Mã STBC được phát triển dựa trên thiết kế trực giao (OSTBC) với ma trận mã vuông, đạt độ phân tập đầy và tốc độ R=1 Nhờ vào thiết kế này, có thể tạo ra một bộ giải mã ML đơn giản và tuyến tính ở phía thu.
Mã STFC có khả năng đạt phân tập tối đa NMN B L, trong đó N là số anten phát, M là số anten thu, N B là số khối OFDM và L là số đường fading Chương 7 sẽ thực hiện mô phỏng nhiều loại mã này để tiến hành so sánh hiệu quả.
SƠ ĐỒ HỆ THỐNG STBC-MIMO-OFDM
Mô hình hệ thống MIMO mã hóa STBC
6.1.1 Hệ thống hai Anten phát, một anten thu
Khe thời gian đầu tiên, tín hiệu thu đƣợc là:
Tại khe thời gian thứ hai, tín hiệu thu đƣợc là
Hệ số kênh truyền fading của anten thứ nhất và anten thứ hai lần lượt được ký hiệu là h1 và h2 Nhiễu AWGN tương ứng với khe thời gian thứ nhất và thứ hai được ký hiệu là n1 và n2, với phương sai được tính theo công thức σ² = N0 / 2.
Vì vậy tín hiệu thu đƣợc tại hai thời điểm đƣợc cho bởi:
Hình 6.1: Sơ đồ Alamouti 2 anten phát và 1 anten thu[19]
Tín hiệu thu đƣợc sau khi kết hợp tỉ số cực đại (MRC) nhƣ sau:
Bộ kết hợp sẽ kết hợp các tín hiệu thu đƣợc nhƣ sau:
Cuối cùng, luật quyết định tương đồng tối đa (ML) được sử dụng tại bộ thu để chọn lựa symbol đã thực sự đƣợc phát, chẳng hạn si nếu :
j k (6.6) Với d 2 x , y x y x * y * là khoảng cách Euclidean giữa x và y
6.1.2 Hệ thống hai Anten phát, hai anten thu
Các tín hiệu thu đƣợc tại hai anten thu ứng với thời điểm t và t+T là r 1 , r 2 , r 3 , r 4 và đƣợc biểu diễn nhƣ sau:
Hình 6.2: Sơ đồ mã STBC với hai anten phát và hai anten thu [19]
Theo sơ đồ hình 6.2 tín hiệu đưa đến bộ phát hiện tương đồng tối đa như sau:
Giải mã theo luật tương đồng tối đa ML cho s 1 và s 2 được xác định:
Hệ thống MIMO-OFDM mã hóa STBC
6.2.1 Mô hình hệ thống MIMO-OFDM
Hệ thống MIMO-OFDM được mô tả qua sơ đồ khối trong hình 6.3, trong đó máy phát MIMO-OFDM hoạt động với N đường truyền song song Mỗi nhánh trong hệ thống này thực hiện quá trình chuyển đổi nối tiếp/song song tương tự như trong hệ thống OFDM với một anten, nhằm tối ưu hóa hiệu suất truyền dẫn.
Pilot, IFFT N c -điểm và mở rộng chu kỳ trước khi tín hiệu phát cuối cùng chuyển lên
Máy thu cần ước lượng và điều chỉnh lỗi thời gian cũng như bù tần số cho symbol trước khi thực hiện FFT Nc-điểm trên mỗi nhánh thu Tín hiệu thu được từ sóng mang con k sẽ được chuyển đến bộ tách MIMO thứ k để phục hồi tất cả N tín hiệu dữ liệu đã truyền Sau đó, các symbol phát trên các anten sẽ được kết hợp, dẫn đến các bước giải điều chế số và giải mã Cuối cùng, tất cả dữ liệu nhị phân đầu vào sẽ được phục hồi với tỷ lệ BER nhất định Chi tiết về từng khối của hệ thống đã được trình bày trong chương.
Nhiên a)Sơ đồ bộ phát
Tín hiệu ra b)Sơ đồ bộ thu
Hệ thống MIMO-OFDM có thể được mô hình hóa tín hiệu tương tự như cách tiếp cận trong hệ thống SISO.
Ma trận phát cho N anten:
S mN + u chứa symbol phát trên sóng mang con u bởi anten phát i của symbol OFDM thứ m
Thực hiện IFFT Nc-điểm cho mỗi cột của ma trận S m , sau khi thêm CP, symbol OFDM tương ứng với cột thứ i (i = 1, 2, , N) được phát qua anten i Tất cả N symbol OFDM được phát đồng thời trên N anten Tại phía thu, sau khi loại bỏ CP và sử dụng FFT, tín hiệu thu được từ cặp anten phát i và thu j sẽ được xác định.
T ij c ij c ij c c m diag H m S m + V m m Y mN Y mN 1 Y mN N 1 m V mN V mN 1 V mN N 1 ij ij
(6.12) Để cho đơn giản ta lƣợt bớt m và viết lại (6.12) nhƣ sau:
c ij ij ij ij N ij ij c c
H l l l , 0 ≤ k ≤ Nc, là đáp ứng tần số của kênh truyền ở sóng mang con thứ k giữa anten phát j và anten thu thứ i
Khai triển (6.14) và tạm lƣợt bỏ V ij :
L :, diag :,2 diag :,1 diag ij ij ij j N j N j N ij F c S F c S F c S
Tín hiệu thu đƣợc ở anten i:
(6.17) Ở đó YC N M c vectơ tín hiệu thu đƣợc, hCNLM vectơ đáp ứng xung kênh truyền
VC vectơ nhiễu Gauss phức cộng trung bình 0
Kỹ thuật OFDM chuyển đổi kênh chọn lọc tần số thành nhiều kênh con không chọn lọc tần số, phù hợp với hệ thống MIMO cần tần số không chọn lọc cho mỗi kênh Hệ thống MIMO sử dụng OFDM, gọi là MIMO-OFDM, mang lại hiệu quả cao về phổ tần.
Hệ thống MIMO-OFDM mã hóa STBC, SFC và STFC được nghiên cứu nhằm đạt được độ lợi phân tập tối đa, từ đó tối ưu hóa chất lượng hệ thống thông tin không dây trong môi trường fading chọn lọc tần số.
6.2.2 Mô hình hệ thống MIMO-OFDM mã hóa STBC
Sự hiện diện của nhiều anten tại máy phát có thể dẫn đến hiện tượng chồng chéo tín hiệu, gây khó khăn trong việc thu nhận tín hiệu Đây là một thách thức lớn đối với các nhà khoa học, buộc họ phải không ngừng nghiên cứu và cải tiến để phát triển các thế hệ tiếp theo với tốc độ cao hơn và hiệu suất phát sóng tốt hơn.
Hình 6.4: Mô hình hệ thống MIMO-OFDM mã hóa STBC
Mô hình hệ thống MIMO-OFDM được minh họa trong Hình 6.4 với M là số anten phát và Nr là số anten thu Trong mô hình này, công nghệ truyền dẫn MIMO áp dụng mã hóa STBC, cho phép khối thông tin hữu ích sau khi được ánh xạ trong bộ điều chế QPSK được chuyển qua bộ chuyển đổi nối tiếp/song song Kết quả là hai vectơ N symbol S1 và S2 được tạo ra, góp phần nâng cao hiệu suất truyền dẫn.
Trong chu kỳ symbol thứ k, S1 sẽ đƣợc cho qua bộ biến đổi IFFF tạo ra khối N symbol
Trong quá trình truyền dữ liệu, sau khi chèn khoảng bảo vệ CP, vectơ dữ liệu sẽ được gửi đến anten phát đầu tiên Đồng thời, trong chu kỳ symbol thứ k, S2 sẽ được xử lý qua bộ IFFT để tạo ra khối dữ liệu cần thiết.
Sau khi s 2 đƣợc chèn khoảng bảo vệ CP, vectơ dữ liệu sẽ đƣợc đƣa vào anten phát thứ hai
Trong chu kỳ symbol thứ k+1, S1 sẽ đƣợc cho qua bộ đảo và lấy liên hiệp phức khi cho qua IFFT để tạo ra khối N symbol
Sau khi chèn khoảng bảo vệ CP cho S2, vectơ dữ liệu sẽ được truyền đến anten thứ hai Trong chu kỳ symbol thứ k+1, S2 sẽ được xử lý qua bộ đảo và lấy liên hiệp phức trước khi được đưa qua IFFT để tạo ra khối N symbol.
Sau khi chèn khoảng bảo vệ CP, vectơ dữ liệu sẽ được truyền đến anten đầu tiên Quá trình phát này sẽ lặp lại trong các chu kỳ symbol k và k+1 Tín hiệu thu tại anten j từ anten phát i được biểu diễn theo công thức nhất định.
Hệ số giữa anten thu thứ j và anten phát thứ I tại thời điểm thứ n của kênh truyền thứ 1 được ký hiệu là h l ji n Nhiễu AWGN, ký hiệu là v j n, có đặc điểm trung bình bằng 0 và phương sai bằng 1 Phương trình (6.18) có thể được biểu diễn dưới dạng vectơ.
N ji N T ji ji ji y CP y y y 0 , 1 , , (6.19)
Vectơ tín hiệu thu đƣợc tại anten thứ j từ anten phát thứ i có thể đƣợc viết lại như ở phương trình (6.22)
CP CP j ij j j ij ij j ij ij ij ij ij ij j ij ij ij j
(6.22) Tín hiệu thu đƣợc tại anten j là sự tổng hợp của tín hiệu đã phát đi từ tất cả các anten phát và được biểu diễn bởi phương trình (6.23)
Phương trình (6.23) viết dưới dạng vectơ như sau:
(6.26) Phương trình (6.23) có thể mở rộng ra ở dạng ma trận như sau:
CP CP j ij j j ij ij j ij ij ij ij ij ij j ij ij ij j
Trong khoảng thời gian t, vectơ tín hiệu thu đƣợc bởi tất cả các anten thu từ tất cả các anten phát là:
CP CP s s s h toeplitz s s s h toeplitz s s s h toeplitz y
Hàm Toeplitz là một hàm ma trận kênh truyền được định nghĩa bởi phương trình (6.29)
0 0 0 0 1 1 0 ij ij ij ij ij ij ij ij ij ij ij ij h h h h h h l h toeplitz h h l h l h l h h
Sau khi loại bỏ bảo vệ CP và thực hiện biến đổi FFT, tín hiệu thu đƣợc ở miền tần số là:
V k là nhiễu AWGN ở miền tần số và đƣợc tính nhƣ sau:
Tín hiệu thu ở dạng vectơ: j j M i j ji k i j S H V H V
Ta có thể chi tiết hóa phương trình (6.32) như sau:
Như vậy phương trình (6.33) được viết lại dưới dạng ma trận như sau:
Tín hiệu thu đƣợc bởi các anten [1,2,…,N r ] ở miền tần số sau khi loại bỏ CP và biến đổi FFT được cho bởi phương trình:
Mô hình hệ thống MIMO-OFDM mã hóa STBC Alamouti
Hệ thống MIMO-OFDM Alamouti 2x2, như mô tả trong Hình 6.4, là một giải pháp hiệu quả để đạt được độ lợi phân tập tối đa trong môi trường fading chọn lọc tần số Việc áp dụng mã Alamouti trong hệ thống này giúp tối ưu hóa chất lượng truyền dẫn, nâng cao hiệu suất và độ tin cậy của kết nối.
Hình 6.4: Mô hình MIMO-OFDM- Alamouti tiêu biểu
Giả sử rằng các đáp ứng kênh truyền không thay đổi trong suốt hai chu kỳ khối OFDM liên tiếp Tại bộ thu, sau khi loại bỏ tiền tố trong mỗi khung, các mẫu sẽ được chuyển đến bộ giải điều chế OFDM Tín hiệu đầu ra của bộ giải điều chế sẽ cho sóng mang con thứ k, với k = 0, 1, 2,…, N-1, tại anten.
Trong bài viết này, công thức \(4 h_{ij} s_{vj} = - h_{ij}^* s_{vj} + h_{ij}^* s_{vj}\) được đề cập, trong đó \(h_{ij}\) với \(i=1,2\) và \(j=1,2\) biểu thị đáp ứng tần số kênh cho đường truyền từ anten phát thứ \(j\) đến anten thu thứ \(i\) Giải mã STBC sẽ giúp ước lượng các symbol đã được phát đi.