TỔNG QUAN
Tổng quan về lĩnh vực nghiên cứu
The 3G mobile communication system, standardized by IMT-2000 (International Mobile Telecommunications 2000), was first developed in Japan in October 2001 Since then, 3G technology has rapidly evolved and plays a crucial role in the advancement of multimedia services.
Hệ thống IMT-2000 cung cấp dịch vụ tốc độ cao từ 64 đến 384 kbit/s, nâng cao tỷ lệ lưu lượng dữ liệu trên thoại Các dịch vụ như truy cập Internet, thương mại điện tử, email và video theo yêu cầu đang ngày càng phổ biến Sự đa dạng trong đối tượng sử dụng thông tin di động và nhu cầu ngày càng gia tăng đã tạo ra yêu cầu cấp thiết cho sự phát triển của hệ thống thông tin di động thế hệ thứ tư (4G).
Hệ thống thông tin di động 4G yêu cầu dung lượng lớn và tốc độ dữ liệu cao, nhưng băng thông không thể mở rộng Điều này đã thúc đẩy nghiên cứu về hệ thống MIMO (Multi Input Multi Output), đạt nhiều thành công trong việc giảm thiểu suy hao và nhiễu trong môi trường truyền dẫn vô tuyến phức tạp MIMO, với đa anten ở cả đầu phát và đầu thu, sử dụng kỹ thuật phân tập và mã hóa để tăng dung lượng kênh truyền và cải thiện hiệu quả phổ mà không cần tăng công suất phát hay băng thông Nhiều cấu trúc MIMO hiệu quả đã được đề xuất, như cấu trúc không gian-thời gian lớp dọc V-BLAST của phòng thí nghiệm Bell, mã hóa khối không gian-thời gian STBC và mã hóa Trellis không gian-thời gian STTC.
Khi tốc độ truyền dẫn trên các kênh băng rộng tăng cao, đặc biệt là các kênh fading lựa chọn tần số, hiện tượng nhiễu liên ký tự (Inter-Symbol Interference) do độ trễ kênh truyền xuất hiện, dẫn đến tăng tốc độ lỗi bit (BER) đáng kể Để khắc phục vấn đề này, kỹ thuật điều chế đa sóng mang ghép kênh phân chia theo tần số sóng mang trực giao (OFDM) được áp dụng trong các hệ thống truyền dẫn.
Kỹ thuật OFDM (Orthogonal frequency-division multiplexing) là một dạng đặc biệt của điều chế đa sóng mang, trong đó các sóng mang phụ được thiết kế để tương tác trực giao Nhờ vào tính chất này, phổ tín hiệu của các sóng mang phụ có thể chồng lấn lên nhau mà vẫn cho phép tái tạo tín hiệu ban đầu ở phía thu Điều này giúp hệ thống OFDM đạt được hiệu suất sử dụng phổ cao hơn nhiều so với các phương pháp điều chế truyền thống.
Kỹ thuật điều chế OFDM, do R.W Chang phát minh năm 1966 tại Mỹ, đã thu hút nhiều nghiên cứu khoa học trên toàn thế giới trong những thập kỷ qua Công trình của Weinstein và Ebert đã chứng minh rằng OFDM có thể được thực hiện thông qua biến đổi IDFT, và việc giải điều chế có thể sử dụng biến đổi DFT Sự phát triển của công nghệ số đã giúp kỹ thuật OFDM được ứng dụng rộng rãi hơn Thay vì sử dụng IDFT, người ta hiện nay thường áp dụng biến đổi nhanh IFFT cho bộ điều chế OFDM và FFT cho bộ giải điều chế.
Kỹ thuật OFDM (ghép kênh phân chia tần số trực giao) hiện nay được ứng dụng phổ biến trong các lĩnh vực như phát thanh số DAB, truyền hình số DVB, mạng cục bộ chất lượng cao HIPERLAN và mạng cục bộ vô tuyến WLAN theo chuẩn 802.11a OFDM là giải pháp lý tưởng cho thiết kế truyền dẫn băng rộng, nhờ vào việc giảm thiểu ảnh hưởng của sự phân tập về tần số, cải thiện đáng kể chất lượng hệ thống so với các phương pháp truyền dẫn đơn sóng mang.
Hệ thống OFDM có khả năng loại bỏ hiện tượng giao thoa giữa các ký hiệu (ISI) và nhiễu liên kênh (ICI) khi độ dài chuỗi bảo vệ lớn hơn trễ truyền dẫn lớn nhất của kênh.
Trong những năm gần đây, kỹ thuật OFDM đã được nghiên cứu và ứng dụng rộng rãi nhờ vào khả năng sử dụng băng thông hiệu quả thông qua các sóng mang con trực giao Mỗi symbol có thể chứa nhiều subcarrier mà không cần khoảng cách lớn, giúp tối ưu hóa băng thông Việc thực hiện OFDM cũng trở nên đơn giản với thuật toán IFFT cho luồng phát và FFT cho luồng thu Những yếu tố này đã góp phần làm cho OFDM trở nên phổ biến trong các hệ thống thông tin hiện tại và tương lai Thêm vào đó, việc sử dụng cyclic prefix là một yếu tố quan trọng giúp OFDM khắc phục hiệu ứng đa đường.
Vector OFDM (V-OFDM) là một dạng tổng quát của OFDM, được đề xuất bởi Xiang-Gen Xia nhằm chống lại phổ tần không có giá trị V-OFDM đóng vai trò là cầu nối quan trọng giữa OFDM và SC-FDE (Single-carrier frequency domain equalization) Khác với OFDM, V-OFDM có khả năng chuyển đổi từ kênh can nhiễu liên ký tự (ISI) sang kênh con không can nhiễu ISI, bao gồm cả ma trận kênh thay vì chỉ các hệ số kênh, nhằm nâng cao thứ tự phân tập trong quá trình cân bằng tần số.
Những kết quả nghiên cứu trong và ngoài nước đã công bố
V-OFDM là một kỹ thuật tiên tiến trong hệ thống thông tin di động, giúp cải thiện chất lượng kênh truyền và loại bỏ nhiễu không mong muốn một cách hiệu quả.
Sau khi V-OFDM ra đời, các nghiên cứu về việc cấp phát vector kênh thích ứng đã được giới thiệu, góp phần quan trọng vào việc tối ưu hóa hiệu suất truyền tải Việc đồng bộ và cấu hình khoảng bảo vệ cũng đã được nêu rõ trong các tài liệu nghiên cứu Đặc biệt, các nghiên cứu cho thấy rằng trên kênh truyền Fading chọn lọc tần số, hiệu suất của tỷ lệ lỗi bít (BER) có thể được cải thiện đáng kể thông qua việc tăng kích thước khối vector, từ đó nâng cao khả năng phát hiện dữ liệu.
4 tối đa (Maximum likelihood - ML) như một lợi ích từ việc phân tập không gian tín hiệu
Mặc dù các kết quả và kết luận đã được đưa ra, nhưng chúng chưa được phân tích một cách rõ ràng Tài liệu tham khảo [16] và [17] chỉ cung cấp một số khuyến cáo về chất lượng và mô phỏng kết quả, nhưng không đủ thuyết phục nếu thiếu nghiên cứu phân tích cụ thể Gần đây, tài liệu [21] đã đề xuất một phương pháp dựa trên vòng quay chòm sao nhằm cải thiện hiệu suất BER của V-OFDM.
Trong những năm gần đây, kỹ thuật V-OFDM và hệ thống MIMO đã thu hút nhiều nghiên cứu, đặc biệt là việc kết hợp MIMO với các kỹ thuật OFDM Một trong những nghiên cứu mới nhất tập trung vào việc đánh giá hiệu suất xác suất lỗi cặp thông qua kỹ thuật ánh xạ một phần tư sóng mang trong hệ thống MIMO-OFDM.
Kết quả mô phỏng cho thấy kỹ thuật ánh xạ sóng mang con trong hệ thống MIMO-OFDM cung cấp hiệu suất tốt nhất so với các phương pháp đối xứng và lân cận Nghiên cứu về mã hóa khối thời gian không gian (STBC) trong hệ thống MIMO-OFDM cho thấy khả năng chống lại hiệu ứng đa đường và fading, đồng thời giảm BER và độ phức tạp mã hóa Hệ thống MIMO-OFDM dựa trên STBC vượt trội hơn các hệ thống không có STBC về chỉ số BER Ứng dụng của sự kết hợp giữa MIMO và OFDM trong môi trường văn phòng điển hình cho thấy thông lượng hệ thống tăng gấp đôi so với hệ thống OFDM với một anten, mặc dù mong đợi có thể đạt được là tăng gấp 3 nhưng không thể thực hiện được do vấn đề kết nối giữa máy phát và máy thu.
Mục đích đề tài
Trong bài viết trước, chúng ta đã khám phá tổng quan về các hệ thống thông tin di động và các kỹ thuật hiện đang được nghiên cứu và áp dụng vào hệ thống này.
Ngày nay, thiết kế hệ thống di động đang chú trọng vào việc kết hợp các kỹ thuật để tối ưu hóa tốc độ, chất lượng và dung lượng kênh truyền dẫn Mục tiêu là mở rộng băng thông nhằm đáp ứng nhu cầu lưu lượng của các dịch vụ thông tin hiện tại.
Với lập luận như vậy, nghiên cứu này nhằm đạt được những mục đích sau đây:
Mục đích đầu tiên là tìm hiểu mô hình hệ thống MIMO cùng với kỹ thuật V-OFDM
Tiếp theo nghiên cứu này sẽ áp dụng việc ứng dụng kỹ thuật V-OFDM vào hệ thống MIMO Thực hiện mô phỏng bằng ngôn ngữ Matlab
Cuối cùng đề tài đưa ra đánh giá về các tham số chất lượng và so sánh với hệ thống OFDM khác.
Nhiệm vụ của đề tài và giới hạn đề tài
Nghiên cứu này nhằm thiết kế mô hình hệ thống MIMO-Vector OFDM và thực hiện mô phỏng bằng ngôn ngữ Matlab Sau khi phân tích lý thuyết, chúng tôi sử dụng công cụ Matlab để mô phỏng các tham số của hệ thống và đánh giá hiệu suất BER, đồng thời so sánh với các hệ thống MIMO-OFDM khác.
Bài viết này nghiên cứu các tham số của V-OFDM và ứng dụng chúng vào kỹ thuật MIMO Qua việc phân tích độ lợi phân tích và độ lợi mã, tác giả đưa ra kết luận về sự cân bằng giữa hiệu suất hệ thống và độ phức tạp tại đầu thu trong môi trường kênh truyền Rayleigh fading.
Phương pháp nghiên cứu
Để có thể đạt được những nhiệm vụ đề ra, luận văn sử dụng một số phương pháp sau:
Nghiên cứu lý thuyết về hệ thống MIMO và kỹ thuật Vector OFDM rất quan trọng Hai khía cạnh chính cần chú ý là kỹ thuật đa sóng mang trong Vector OFDM và kỹ thuật phân tập trong hệ thống MIMO.
Tiến hành mô phỏng hệ thống bằng ngôn ngữ mô phỏng Matlab
Từ kết quả nhận được tiến hành đánh giá và so sánh với các hệ thống OFDM khác ứng dụng vào kỹ thuật MIMO
CƠ SỞ LÝ THUYẾT
Kỹ thuật OFDM
OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) là một kỹ thuật ghép kênh phân chia theo tần số trực giao, cho phép chia luồng dữ liệu tốc độ cao thành nhiều luồng dữ liệu tốc độ thấp hơn Mỗi luồng dữ liệu được truyền qua một sóng mang con, với các sóng mang con được điều chế trực giao với nhau Cuối cùng, các sóng mang con này được tổng hợp và chuyển lên tần số cao để thực hiện việc truyền tải.
Kỹ thuật OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) sử dụng các sóng mang con được điều chế trực giao, mang lại nhiều lợi ích cho thông tin di động Tuy nhiên, bên cạnh những ưu điểm vượt trội, phương pháp này cũng tồn tại một số khuyết điểm cần được khắc phục để tối ưu hóa hiệu suất truyền thông.
Ứng dụng của kỹ thuật OFDM :
Digital broadcasting, ví dụ như trong truyền thanh số (DAB), và truyền hình số mặt đất (DVB) ở Châu Âu
Wired line communications, ví dụ như Asynchronous digital subscriber line (ADSL) và High-bit-rate digital subscriber line (HDSLS)
Wireless communications như mạng khu vực nội bộ chất lượng cao (HIPERLAN), mạng không dây WLAN IEEE 802.11a và IEEE 802.16A WMAN 802.16a
2.1.2 Nguyên lý kỹ thuật truyền đa sóng mang
Hình 2.1: Hệ thống truyền đa sóng mang
Một luồng dữ liệu {s n (n)} với tốc độ truyền R = 1/T ban đầu được chia thành
Mỗi luồng dữ liệu con được điều chế trên N sóng mang con với tần số khác nhau f_k, trong đó n = 0, 1, …, N–1 là chỉ số của sóng mang Sau khi được điều chế, các sóng mang con này sẽ được kết hợp để tạo thành tín hiệu phát.
Khoảng cách tần số giữa hai sóng mang con cạnh nhau là k k f f f
Tốc độ truyền của mỗi sóng mang con là
1 (2.3) với T s K T là chu kỳ của một symbol kênh con (sub-channel)
Hệ thống đa sóng mang, như minh họa trong hình 2.2, cho thấy mỗi kênh con có băng thông hẹp và fading được coi là phẳng Điều này cho phép hệ thống chuyển đổi hiệu quả từ kênh truyền chọn lọc tần số sang các kênh truyền có fading phẳng.
Tại bộ thu, mỗi tín hiệu kênh con được giải điều chế riêng biệt và sau đó chuyển đổi thành luồng dữ liệu nối tiếp s(t) Ký hiệu r(t) đại diện cho tín hiệu thu được, trong khi các symbol trên mỗi kênh con được giải điều chế một cách chính xác.
Hình 2.2: Phổ tần số của tín hiệu đa sóng mang và đơn sóng mang
OFDM là một kỹ thuật được dựa trên kỹ thuật đa sóng mang, mà nó có những đặc tính sau đây :
Các sóng mang con trực giao nhau
Phổ của các tín hiệu sub-channel chồng lấp lên nhau Độ lệch tần số giữa các sóng mang con được chọn là
Tín hiệu OFDM có chứa chu kỳ bảo vệ CP (Cyclic Prefix)
Thay (2.6) vào (2.2) chúng ta có s k k f T f 1
Tập hợp các sóng mang con OFDM bắt đầu từ f 0 = 0 được cho bởi
Thay (2.8) vào (2.1), ta có tín hiệu OFDM được biểu diễn như sau s s
Hình 2.3 cho thấy tín hiệu OFDM được sinh ra bởi chuỗi dữ liệu s(n) = {+1,-1,-
Hình 2.3: Tín hiệu hệ thống OFDM 4 sóng mang con
2.1.3.2 Phổ của tín hiệu OFDM
Biểu diễn tín hiệu trong miền tần số
Sử dụng phép biến đổi Fourier cho tín hiệu OFDM x n (t) ở (2.9), ta thu được phổ tần số như sau:
Qua một số bước biến đổi ta được: k s fT n j fT k e j
Để thuận tiện ta cho n=1/2, khi đó phổ tần số của 4 sóng mang con X k ( f ), 4 sóng mang con điều chế X s ( f ) và tín hiệu OFDM X ( f ) tương ứng trong hình 2.4
Từ phương trình (2.10) và hình 2.4(b), ta nhận thấy rằng s k có thể thu được bằng cách lấy mẫu phổ tần số X s ( f ) tại f kT s
Hình 2.4: Phổ tần số tín hiệu OFDM
Phổ công suất của tín hiệu OFDM
Phổ công suất của tín hiệu OFDM được cho bởi
Ví dụ phổ công suất của tín hiệu OFDM với K = 4 và K = 1024 được thấy trong hình 2.5
Từ hình 2.5 có thể thấy rằng băng thông của tín hiệu OFDM là : s c T
Khi số sóng mang tăng, phổ công suất của tín hiệu OFDM hội tụ tới dải thông hiệu dụng “effective bandwidth” s s c T T
Hình 2.5: Phổ công suất tín hiệu OFDM 2.1.3.3 Thực hiện OFDM sử dụng biến đổi DFT/IDFT
Hệ thống OFDM được thực hiện thông qua biến đổi Fourier rời rạc (DFT) và biến đổi ngược của nó (IDFT) Việc lấy mẫu tín hiệu OFDM là một yếu tố quan trọng trong quá trình này.
K lT t l s s , l = 0, 1, 2,…, K-1, ta có vectơ tín hiệu tương ứng với khối OFDM thứ n x n x n (1),x n (2),x n (3), ,x n (K 1), T (2.17) Với thành phần thứ l được biểu diễn
Cho 0 ≤ l ≤ K-1 Hệ số chuẩn hóa
Để đảm bảo công suất truyền độc lập với số sóng mang con K, cần chú ý rằng s l n ( ) là thành phần đầu ra thứ l của biến đổi IDFT từ K symbol dữ liệu kênh con Các thành phần này được biểu diễn dưới dạng s s n n s n (1), s n (2), s n (3), , s K n ( 1) T Nếu định nghĩa F * là ma trận IDFT với các thành phần F l ; k K lk , trong đó j K k e.
Vectơ symbol dữ liệu truyền có thể biễu diễn như sau:
Một ví dụ thực hiện OFDM sử dụng biến đổi IDFT/DFT cho thấy trong hình (2.6)
Hình 2.6: Sơ đồ khối hệ thống OFDM sử dụng IDFT/DFT
2.1.3.4 Ảnh hưởng của Fading đa đường lên việc thu tín hiệu OFDM
Bây giờ ta xem xét việc truyền tín hiệu OFDM x n (l) ở phương trình (2.18) qua kênh truyền fading đa đường với trải trễ lớn nhất max p 1 0 như trong hình 2.7
Hình 2.7 minh họa profile trễ của một kênh truyền Để đơn giản hóa, giả sử rằng 0 0 và trễ được biểu diễn dưới dạng rời rạc, với p p. p Kênh truyền trễ có thể được mô tả như vậy.
Với h ( p ) ( l ) là độ lợi đường của thành phần thứ p trong channel delay profile và δ(•) là hàm xung Dirac Tín hiệu thu ở bộ thu trong khối thứ l được cho bởi
Sử dụng biến đổi FFT, ta thu được tín hiệu giải điều chế ở sóng mang thứ i là
Sử dụng minh họa ở hình 2.8, ta thấy rằng R n S I ( )i có thể chia thành 3 thành phần sau:
Hình 2.8: Lan truyền tín hiệu trên kênh truyền đa đường x n+1(0) x n+1(k-1) x n (p-1) x n(2) x n(1) x n(0) x n-1(k-1) x n(k-2) x n (p-1) x n(2) x n(1) x n(0) x n-1(k-1) x n-1 (k-2) x n-1(k-1) x n(0) x n(1) x n (p-
Ta định nghĩa thành phần thứ nhất và thứ hai của R n S I ( )i là
Thay x n ( ) l trong công thức (2.18 )vào R n S I ( )i , ta có
Ta chia làm 2 trường hợp i = k và i ≠ k
R n S ICI ( )i R n S ( )i R n ICI ( )i (2.31) Bây giờ ta tiếp tục xem xét thành phần thứ ba của R n S I ( )i trong phương trình (2.26)
Thay thế (2.31) và (2.30) vào (2.26), và sau đó thay thế R n S I ( )i vào (2.25), chúng ta có:
R i n : thành phần tín hiệu được tách
2.1.3.5 Thêm CP vào tín hiệu OFDM
Trong OFDM, fading đa đường gây ra hiện tượng ICI và ISI, nhưng có thể giảm thiểu những nhiễu này bằng cách thêm chuỗi bảo vệ (CP) vào tín hiệu truyền Để đảm bảo hiệu quả, chiều dài của CP cần phải thỏa mãn điều kiện CP max, với max là trải trễ tối đa của kênh truyền Việc này được thực hiện bằng cách sao chép khoảng CP từ cuối một symbol và dán vào đầu symbol tiếp theo.
Tín hiệu OFDM với CP được minh họa trong hình 2.9(b), trong khi hình 2.9(a) thể hiện hiện tượng nhiễu giữa hai symbol OFDM Tín hiệu OFDM bao gồm nhiều sóng mang con, và nhiễu trong tín hiệu này bao gồm cả ISI và ICI.
Hình 2.9: Tín hiệu OFDM với chuỗi CP
Nếu chiều dài của CP (chu kỳ bảo vệ) lớn hơn hoặc bằng chiều dài tối đa ( max), việc loại bỏ CP tại bộ thu sẽ dẫn đến việc xóa bỏ ISI (nhiễu giữa các ký hiệu) giữa hai ký hiệu lân cận Tuy nhiên, chúng ta vẫn không thể đảm bảo rằng thành phần ICI (nhiễu giữa các kênh) sẽ bị hạn chế.
20 chế Để đơn giản, ta giả sử rằng chiều dài của CP bằng với trải trễ lớn nhất, max
CP , khi đó C = P – 1 Hình 2.10 chỉ ra tín hiệu truyền qua kênh truyền với P
Tín hiệu truyền với CP có thể biểu diễn bởi
Hình 2.10: Lan truyền tín hiệu trên kênh đa đường với CP
Sử dụng (2.23), tín hiệu thu được cho bởi phương trình sau:
Bộ thu sau đó loại bỏ CP từ mỗi khối OFDM Tín hiệu OFDM thứ n và time slot l được biểu diễn như phương trình (2.23) là
Lưu ý rằng x l n (−p) trong phương trình (2.37) khác với phương trình (2.23) Để giải quyết vấn đề này, chúng ta sẽ sử dụng phương trình (2.27) sau khi thực hiện FFT cho thành phần tín hiệu cộng nhiễu trong tín hiệu được giải điều chế.
(2.39) thành phần thứ ba của phương trình trên khi p > l x l n ( p)x l n ( [Kp]) (2.40) Khi đó chúng ta có
(2.41) thay x n ( ) l từ phương trình (2.18), ta có
Tương tự như trường hợp không có CP, ta chia R n S I ( )i làm 2 trường hợp
Với R i n S ( ) và R n ICI ( )i biểu diễn tín hiệu thành phần ICI Do đó R n S I ( )i có thể biểu diễn dưới dạng
Trong tín hiệu giải điều chế, thành phần ICI xuất hiện do kênh truyền biến đổi theo thời gian, phụ thuộc vào độ lợi kênh truyền h(n) và chỉ số l Nếu giả định kênh truyền là tĩnh (bất biến theo thời gian), chỉ số thời gian sẽ được đặt là l = 0, dẫn đến việc thành phần ICI biến mất và tín hiệu giải điều chế trở nên đơn giản hơn.
H n, hay còn gọi là đáp ứng tần số của kênh truyền, được xác định qua biến đổi Fourier của đáp ứng xung theo thời gian h n Trong quá trình này, thành phần nhiễu sẽ được tách ra để phân tích rõ hơn.
R n S I ( )i R i n S ( )H i s i n ( ) ( ) n (2.48) Tín hiệu giải điều chế OFDM sử dụng CP cuối cùng được cho bởi phương trình
Hình 2.11: Sơ đồ khối hệ thống OFDM sử dụng IDFT/DFT với CP
2.1.4 Ƣu và nhƣợc điểm của kỹ thuật OFDM
OFDM giúp tiết kiệm băng thông hiệu quả nhờ vào việc các sóng mang con có phổ chồng lấp lên nhau, cho phép sử dụng phổ tốt hơn so với phương pháp điều chế phân chia theo tần số (FDM) truyền thống.
Kỹ thuật MIMO
H ij là hệ số đặc tính kênh truyền, truyền từ anten j đến anten i
Hình 2.12: Mô hình một hệ thống MIMO
Các kỹ thuật MIMO phổ biến bao gồm phân tập theo không gian, phân tập theo thời gian, phân tập theo tần số, mã hóa khối không gian – thời gian, mã lưới không gian – thời gian và ghép kênh không gian Những kỹ thuật này giúp cải thiện hiệu suất truyền dẫn và tăng cường độ tin cậy trong các hệ thống truyền thông không dây.
2.2.1 Các kỹ thuật phân tập:
Phân tập là một kỹ thuật quan trọng trong việc cải thiện độ tin cậy của tín hiệu bằng cách sử dụng nhiều kênh thông tin liên lạc khác nhau Kỹ thuật này giúp chống lại hiện tượng fadinh, nhiễu đồng kênh và lỗi chùm, đồng thời mang lại hiệu quả cao trong truyền đa đường Độ lợi phân tập, được định nghĩa là sự tăng cường tín hiệu trên nhiễu hoặc sự giảm công suất phát khi áp dụng phân tập, là một yếu tố quan trọng trong việc tối ưu hóa chất lượng tín hiệu.
Là sự truyền cùng một tín hiệu ở hai thời điểm khác nhau
Bộ giải chuyểnđổi MIMO dữ liệu vào dữ liệu ra Anten phát
Hình 2.13: Lan truyền tín hiệu trong phân tập không gian
T: chu kỳ truyền tín hiệu nT là thời điểm truyền tín hiệu; n N
Gọi x(nT), y(nT), h(nT), x(nT) là tín hiệu truyền, tín hiệu nhận, tham số kênh truyền, tín hiệu ước lượng của kênh truyền
Tín hiệu truyền đi: x(n 1 T) = x(n 2 T) (2.50) Tín hiệu nhận được: y(n 1 T) = h(n 1 T)*(n 1 T) + b(n 1 T) y(n 2 T) = h(n 2 T)*(n 2 T) + b(n 2 T) Tín hiệu ước lượng thu được: x(n 1 T) = y(n 1 T)h(n 1 T) * + y(n 2 T)h(n 2 T) *
Độ lợi phân tập tăng lên
Tác động của kênh truyền lên tín hiệu được cải thiện
Tuy nhiên, phân tập thời gian làm giảm tốc độ dữ liệu
2.2.1.2 Phân tập tần số: Đây là kỹ thuật sử dụng nhiều tần số khác nhau để cùng phát một tin Các tần số cần dùng phải có khoảng cách đủ lớn để giữ sự độc lập ảnh hưởng của fading với các tần số còn lại Khoảng tần số ở mức vài lần băng thông kết hợp kênh sẽ đảm
(2.51) x(nT),x(n+1)T),…x(n 1 T)… y(nT),y(n+1)T),…y(n 1 T)… combination x n t ( ) h(nT) x(nT),x(n+1)T),…x(n1T)… y(nT),y(n+1)T),…y(n1T)… combination x n t ( ) h(nT)
Trong lĩnh vực thông tin di động, các bản sao tín hiệu phát được gửi đến máy thu dưới dạng dư thừa trong miền tần số, tạo ra trải phổ tương tự như chuỗi trực tiếp Kỹ thuật trải phổ hiệu quả khi băng thông kết hợp của kênh nhỏ, nhưng nếu băng thông này lớn hơn băng thông trải phổ, trải trễ đa đường sẽ nhỏ hơn chu kỳ băng symbol, dẫn đến việc trải phổ không còn hiệu quả cho phân tập tần số Tương tự như phân tập thời gian, phân tập tần số cũng gây ra tổn thất hiệu quả băng tần do sự dư thừa trong miền tần số.
Phân tập không gian là kỹ thuật sử dụng nhiều anten hoặc các mảng anten được bố trí với khoảng cách hợp lý để tín hiệu trên từng anten hoạt động độc lập Khoảng cách này cần được điều chỉnh tùy thuộc vào độ cao của anten, môi trường truyền dẫn và tần số sử dụng Thông thường, khoảng cách giữa các anten là vài bước sóng.
Phân tập không gian không gây tổn thất trong sử dụng hiệu quả băng tần như phân tập thời gian
Phân tập không gian còn được gọi là phân tập anten
Hình 2.14 : Mô hình phân tập không gian
Phân tập không gian gồm có:
Trong phân tập phân cực, tín hiệu phân cực đứng và phân cực ngang được phát và thu bằng hai anten phân cực khác nhau.
Tín hiệu vào x(nT) x(nT) x’(nT) combination x~ (nT)
28 nhau Điều đó đảm bảo tạo ra 2 tín hiệu không tương quan mà vẫn không cần đặt 2 anten cách xa nhau
Trong phân tập phát, nhiều anten được triển khai ở vị trí máy phát Tín hiệu được xử lý ở máy phát và sau đó được truyền chéo qua các anten
Trong phân tập thu, nhiều anten tại máy thu được sử dụng để nhận các bản sao độc lập của tín hiệu phát Việc kết hợp các bản sao này giúp tăng tỷ số tín hiệu trên nhiễu (SNR) và giảm hiện tượng fading nhiều đường.
2.2.2 Ƣu và nhƣợc điểm của kỹ thuật MIMO
2.2.2.1 Ƣu điểm của kỹ thuật MIMO:
Tăng độ lợi mảng, làm tăng tỷ số tín hiệu trên nhiễu, từ đó làm tăng khoảng cách truyền dẫn mà không cần tăng công suất phát
Tăng độ lợi phân tập: làm giảm hiện tượng fading thông qua việc sử dụng hệ thống anten phân tập, nâng cao chất lượng hệ thống
Tăng hiệu quả phổ: bằng cách sử dụng ghép kênh không gian
Tăng dung lượng kênh mà không cần tăng công suất và băng thông
2.2.2.2 Khuyết điểm của kỹ thuật MIMO:
Tăng độ phức tạp trong xử lý tín hiệu phát và thu
Tăng kích thước của thiết bị di động
Nhiễu đồng kênh: do sử dụng nhiều anten truyền dữ liệu với cùng một băng tần
Nhiễu liên kênh: do nhiều người dùng sử dụng cùng hệ thống MIMO
PHÂN TÍCH VÀ ĐÁNH GIÁ CHẤT LƯỢNG HỆ THỐNG MIMO-Vector OFDM
Hệ thống MIMO-Vector OFDM
Cho hệ thống OFDM thông thường Cho tập S S 0, , ,1 S N 1 và Ф đại diện cho một chòm sao điều chế có kích thước 2 , R R 0, 1, ,R N 1 và
W , W , , W0 1 N 1 biểu thị cho N sóng mang con phát, N sóng mang con thu và nhiễu trắng tương ứng Với H H H 0, 1, ,H N 1 là đặc tính tương ứng của
30 đáp ứng tần số trên N sóng mang con Ta có thể dễ dàng tạo tập quan hệ giữa tín hiệu đầu vào và đầu ra như sau:
Hình 3.1: Sơ đồ hệ thống MIMO –Vector OFDM 3.1.1 Hệ thống phát MIMO-Vector OFDM
Kỹ thuật V-OFDM là một dạng vector hóa của OFDM, trong đó các sóng mang con được thay thế bằng các khối vector (VB-Block vector) Hệ thống phát MIMO-Vector OFDM được mô tả qua sơ đồ khối trong hình 3.2, trong đó chuỗi dữ liệu nối tiếp đã được điều chế {S0, S1, , SN-1} được đóng gói theo cột trong ma trận S có kích thước M x L.
N = M × L, với N = 2^n0, M = 2^m0, L = 2^l0, trong đó m0, n0, l0 thuộc tập số tự nhiên Các phần tử của ma trận được xác định bởi [S]m,l = S lM + m, với m = 0, 1, 2,…, M-1 và l = 0, 1, 2,…, L-1 Mỗi cột S l thuộc M^L × của ma trận S = [S 0, S 1, …, S N-1] được gọi là tần số phát gốc của khối vector tại đầu phát.
L-point IFFT per row Detection
Sử dụng biến đổi Fourier ngược (IFFT) với kích thước L trên từng hàng của ma trận S ∈ ℝ^{M×L} để thu được ma trận S ∈ ℝ^{M×L} trong miền thời gian.
S S F L (3.2) Trong đó F L -1 biểu thị ma trận L điểm IFFT mà các phần tử thứ (k, n) được định nghĩa [F L -1 ] k,n = L -1/2 exp(j2𝜋kn/L) Sau đó mỗi cột S l M L của s = [S 0 , S 1 ,
…,S L-1 ] thì được gọi là vector phát Trước khi phát chiều dài vector P của {S 0 , S 1 ,
…,S L-1 } thì được chèn vào như vector CP (cyclic prefix), cụ thể như sau
Sau đó được phát nối tiếp trên các anten phát sau khi qua bộ mã hóa MIMO
Hình 3.2: Sơ đồ hệ thống phát MIMO-Vector OFDM 3.1.2 Hệ thống thu MIMO-Vector OFDM
Kênh fading chọn lọc tần số được mô hình hóa bằng vector đáp ứng xung rời rạc theo thời gian, ký hiệu là h = [h₀, h₁, , hₗ, , h₍G-1₎]ᵀ, trong đó hₗ đại diện cho đáp ứng xung của kênh thứ l Mỗi hₗ được mô hình hóa với biến phân bố ngẫu nhiên và độc lập, tuân theo phân phối phức CN(0, 1/G) Do đó, h được đệm để đảm bảo tính chính xác trong mô hình.
Blocking L-point IFFT CP per row
32 không được biểu thị như sau h[h T ,0, ,0] T N 1 và h T là đóng gói theo cột tới ma trận H có kích thước M L với các phần tử ma trận H m l , h lM m ,
Tại đầu thu, bộ giải mã MIMO kết hợp các tín hiệu từ các anten phát sau đó
r r 0, , ,1 r N 1 được biểu thị là N ký tự nhận sau khi loại bỏ khoảng bảo vệ (CP)
Các phép toán ngược với đầu phát được thực hiện nhằm khôi phục các ký tự dữ liệu gốc Trình tự thực hiện các bước theo sơ đồ khối được mô tả trong hình 3.3.
Đóng gói theo cột chuỗi dữ liệu r r 0, , ,1 r N 1 thành ma trận r có kích thước ML mà các phần tử của chúng là r m l , r lM m , m 0,1, , M 1,
Tiến hành biến đổi FFT theo từng hàng của ma trận r M L để đạt được ma trận R M L trong miền tần số như sau R rF L
Tín hiệu nhận R R R 0, 1, ,R L 1 và mỗi cột R l của R đại diện cho một khối vector nhận tương ứng tới khối vector gốc S l tại đầu phát
Hình 3.3: Sơ đồ hệ thống thu MIMO-Vector OFDM
3.1.3 Đặc tính của tín hiệu vào và ra của hệ thống
Khi chiều dài của CP lớn hơn số lượng đáp ứng xung kênh, điều kiện PM ≥ được áp dụng, như đã đề cập trong các tài liệu tham khảo [13], [16-18].
G – 1 được thỏa mãn thì hệ thống Vector OFDM cung cấp các vector kênh không nhiễu ISI như sau
Với W l = [w0, w1, , wl-1] T, vector nhiễu được phân bố đều và độc lập với các biến phụ thuộc vào CN (0, N0) Mỗi H l ∈ M M × đặc trưng cho một vector kênh H l có hình thức đặc biệt như đã đề cập trong các tài liệu [16, 18].
Với w = exp(-j2𝜋l/L) và [HF L] m l, H m l, chúng ta nhận thấy rằng H l là ma trận Circulant và có đặc tính quan trọng là có thể đường chéo hóa.
H l sẽ được giải thích sau và U l M M là ma trận Unita mà các phần tử
U l s m , được biểu thị như sau
Và U l trong (3.5) có thể được viết lại như sau
H l thì tương quan trực tiếp đến đáp ứng tần số ký hiệu là H k k N 0 1
trong OFDM thông thường Nhắc lại rằng trong OFDM, đáp ứng tần số H k N k 0 1
được đệm không trong biến đổi N-FFT của vector đáp ứng xung h được định nghĩa trước đó Sau đó với V-OFDM
H l là ma trận đường chéo mà các phần tử đường chéo bao gồm các vector đáp ứng tần số kênh đạt được từ H k k N 0 1
H l diag H H ( l , l L , , H l ( M 1) L ) (3.9) Nhìn chung, cấu trúc của V-OFDM là đơn giản, chỉ cần M phép biến đổi L-point
IFFT/FFT hoạt động cùng với các khối vector (vùng VBs), trong đó sự khác biệt chính giữa V-OFDM và OFDM là V-OFDM sử dụng ma trận kênh truyền thay vì hệ số kênh truyền như trong OFDM Ma trận H l có thể được đường chéo hóa, cho phép U l được xem như một ma trận quay trong bối cảnh toán học, không nhất thiết phải có ý nghĩa vật lý cụ thể V-OFDM có thể được hiểu như sự kết hợp giữa không gian tín hiệu quay và ma trận quay U l Sự khác biệt về thời gian, tần số và phân tập không gian yêu cầu dự phòng và tiêu tốn tài nguyên, từ đó ảnh hưởng đến hiệu quả năng lượng và băng thông trong hệ thống.
Trong nghiên cứu [23,25], các tác giả đã sử dụng số liệu về độ lợi phân tập và độ lợi mã để đánh giá hiệu suất của hệ thống tiền mã hóa dựa trên OFDM và phương pháp phân tập không gian-thời gian Mỗi khối vector được xem như một ma trận tiền mã hóa U l khác nhau, từ đó thúc đẩy việc khảo sát độ lợi phân tập và mã cho từng khối vector, nhằm xem xét hiệu quả chất lượng tổng thể của V-OFDM.
35 ta không thể trực tiếp tương đương V-OFDM với OFDM tiền mã hóa (precode
Trong phần (3.3) và (3.5), có thể thấy rằng OFDM và SC-FDE là những trường hợp đặc biệt của V-OFDM, với M = 1 và M = N tương ứng.
Với OFDM bởi việc thiết lập M = 1 và L = N, trong trường hợp này l 1
U và (2.3) trở thành R l H S l l W l , l = 0,1,2,…,N-1 biểu thị ngõ ra sóng mang con OFDM thứ l
Với SC-FDE, ta có M = N và L = 1 có nghĩa rằng ở đây chỉ có một VB
Trường hợp này U = F M và công thức (3.3) trở thành RF HF S M H M W trong đó H
F HF Stương đương ma trận Circulant H Kết quả nó biểu diễn một
CP dựa vào hệ thống truyền dẫn khối đơn sóng mang
V-OFDM được coi là cầu nối giữa OFDM và SC-FDE, mang đến sự linh hoạt quan trọng trong thiết kế hệ thống.
3.2 CÁC THAM SỐ CHẤT LƢỢNG HỆ THỐNG
3.1.1 Xác suất lỗi cặp (PEP)
Trong hệ thống vô tuyến, Bit Error Rate (BER) là một chỉ số quan trọng để đánh giá chất lượng tổng thể của hệ thống Tuy nhiên, sự phức tạp trong việc diễn đạt và tính toán BER có thể gây khó khăn, vì vậy xác suất lỗi cặp (PEP) thường được sử dụng như một phương pháp thay thế hiệu quả, đặc biệt trong các tình huống với tỷ số tín hiệu trên nhiễu (SNR) cao Trong phần này, chúng tôi sẽ phân tích PEP cho hệ thống V-OFDM, giả sử rằng ước lượng dữ liệu Maximum Likelihood (ML) được áp dụng tại đầu thu với thông tin trạng thái kênh hoàn hảo Dựa trên đó, điều kiện PEP trên H l sẽ được viết lại một cách cụ thể.
36 ở đây d R R 2 ( l c , l e ) |H l là bình phương khoảng cách Euclide của hai vector tín hiệu nhận R R l c , l e M - chiều tương ứng với hai vector phát S l c và S l e khi R l c H S l l c và e l l e
R l H S trong trường hợp không nhiễu Do đó, khoảng cách này được viết lại như sau
(3.11) Thay (3.5) vào (3.11) và dùng tính chất của của ma trận Unita chúng ta có
Bình phương khoảng cách Euclid không thay đổi khi áp dụng ma trận Unita U l H Qua quá trình xử lý trong tài liệu [23], chúng ta có thể thấy mối quan hệ giữa V-OFDM và OFDM như được thể hiện trong các phương trình (3.1) và (3.9).
H l tương quan với {H k k } N 0 1 , hơn nữa {H k k } N 0 1 là biến đổi
N-FFT của việc đệm không của vector kênh h h h 0, 1,,h G 1 T , khi đó khoảng cách này có thể thay thế như sau
(3.13) Trong đó Q l M G là một ma trận hoán vị được xây dựng bởi việc trích
G cột đầu tiên và M hàng không liên tiếp 1, 1 L , ,1 M 1 L với L khoảng cách bằng nhau của ma trận N-point FFT Q
Cụ thể Q l m g , exp(j 2 ( lmL g N ) / ) Tiếp theo ta định nghĩa vector lỗi e l S l c S l e và tạo một ma trận đường chéo E e l , M M như sau
Với u l i T là hàng thứ i của ma trận U l, thành phần thứ S i thuộc chòm sao điều chế hai chiều Ф Do đó, vector lỗi e l nằm trong tập giới hạn 𝛹, dẫn đến mối quan hệ giữa e và các thành phần trong ma trận.
E e l biểu thị những trường hợp khác và giới hạn của E l Bằng việc áp dụng ma trận E e l , , ta có thể viết lại như sau
(3.15) Trong đó T e l , G G được biểu thị như sau
(3.16) Để thuận tiện, từ bất đẳng thức (3.10) được viết lại khi sử dụng (3.15) như sau
(3.17) Cuối cùng, tại SNR cao xác suất lỗi Pr(S l c S l e ) sau khi lấy trung bình trên vector kênh ngẫu nhiên h có thể có đường biên trên như trong[26]
(3.18) Ở đây, D e l , rank T ( e l , ) thể hiện đặc tính cho mức độ phân tập và
Phân tích so sánh V-OFDM với các kỹ thuật OFDM khác
Trong bài viết này, chúng tôi sẽ so sánh công nghệ V-OFDN với các công nghệ OFDM khác như channel-coded OFDM, constellation-rotated OFDM và Precoded OFDM Sự so sánh này được thực hiện dựa trên các đặc tính kỹ thuật và độ phức tạp trong tính toán của từng công nghệ.
3.3.1 So sánh với Coded OFDM
Bằng việc phân tích ở phần trên thì rõ ràng rằng để xây dựng một ma trận
U l cụ thể trong (3.7) cũng như các bản mẫu của
V-OFDM có khả năng đạt được độ lợi phân tập không gian qua kênh truyền đa đường fading với thứ tự kênh đầy đủ Phân tập không gian mang lại hiệu quả về công suất và băng thông mà không cần dự phòng hay nguồn bổ sung Để có được phân tập tần số cho hệ thống OFDM, việc ghép xen tần số phù hợp và mã hóa là cần thiết Các mã sửa lỗi mạnh như mã vòng xoắn và mã Turbo có thể nâng cao hiệu suất hệ thống một cách đáng kể, nhưng cũng đi kèm với độ phức tạp mã hóa và độ trễ.
Phân tập không gian tín hiệu là một lựa chọn kinh tế cho việc mã hóa điều khiển lỗi từ miền tần số thông thường Hai phương pháp này không đối lập mà có thể kết hợp hiệu quả, chẳng hạn như việc kết hợp V-OFDM với mã hóa kênh tần số để tối ưu hóa phân tập hệ thống So sánh giữa số lượng code OFDM và coded V-OFDM cho thấy sự kết hợp giữa phân tập không gian tín hiệu và phân tập tần số mã hóa Xét về độ phức tạp tính toán, số phép nhân phức của L-point FFT là Llog 2 L, trong khi OFDM yêu cầu 2Nlog 2 N phép nhân phức, còn V-OFDM chỉ cần 2MLlog 2 L = 2Nlog 2 L, cho thấy yêu cầu tính toán của V-OFDM thấp hơn đáng kể so với OFDM.
3.3.2 So sánh với Constellation-Rotated OFDM
Gần đây, chòm sao quay V-OFDM (constellation-rotated V-OFDM) đã được đề xuất nhằm tối ưu hóa chất lượng BER của hệ thống V-OFDM Ý tưởng chính xuất phát từ các phương trình (3.5) và (3.8), cho thấy rằng mỗi khối vector tương ứng với một sự thay đổi U l, dẫn đến phân tích phức tạp và chất lượng khác nhau cho từng khối vector Theo kết quả trong [19], tác giả đã áp dụng một phương pháp hiệu quả để loại bỏ sự thay đổi này, cụ thể là bằng cách sử dụng kỹ thuật chòm sao quay.
Chúng tôi giới thiệu quy trình chính cho CRV-OFDM, bắt đầu bằng việc xây dựng ma trận đường chéo Θ = diag(1, e j 𝜃, …, e j (𝑀 − 1)𝜃), trong đó 𝜃 đại diện cho góc quay cần thiết cho thiết kế tiếp theo Với U l = F M l, bước tiếp theo là loại trừ các yếu tố không cần thiết.
l do đó chúng ta có ma trận quay tương đương cho mỗi khối VB:
l chỉ là tương quan với góc quay 𝜃 khi 𝜃 được xác định, ma trận quay tương đương cho mỗi VB được định nghĩa
Việc tối ưu hóa góc 𝜃 phụ thuộc vào khả năng tính toán của máy tính Theo nghiên cứu trong tài liệu [21], góc tối ưu cho BPSK là 𝜃 = π/2 và cho M = 2, 4 là 𝜃 = 15π/128 Đối với QPSK, góc tối ưu được xác định là 𝜃 = 23π/128 và 𝜃 = π/8 Phương pháp này có ý nghĩa quan trọng trong thiết kế hệ thống thực tế.
M nhỏ Độ phức tạp của tính toán cho CRV-OFDM thì tương đối cao hơn so với V-
OFDM Tổng số phép nhân phức (không bao gồm giải mã ML) cho việc truyền nhận thông tin sẽ là 2Nlog 2 L + 2LM = 2Nlog 2 L + 2N.
3.3.3 So sánh với Precoded OFDM
Tiền mã hóa OFDM (Precoded OFDM) đã được nghiên cứu cho các kênh không vô giá trị và khả năng phát hiện ký hiệu với OFDM thông thường Ý tưởng áp dụng chế độ tiền mã hóa tuyến tính liên quan đến vấn đề phân tập không gian tín hiệu.
54 một đánh giá nhanh về chòm sao tuyến tính precoded OFDM được đề xuất trong
[23] Đối với precoded OFDM tất cả sóng mang con được phân chia thành L nhóm Một ma trận tiền mã hóa tuyến tính Θ được áp dụng cho mỗi nhóm
Cuối cùng, phép biến đổi IFFT chuyển đổi các sóng mang con tiền mã hóa từ miền tần số sang miền thời gian Qua việc phân chia nhóm cụ thể, precoded OFDM thể hiện tín hiệu đầu vào và đầu ra tương tự, trong khi sự khác biệt chủ yếu đến từ ma trận quay Đáng chú ý, ma trận quay của precoded OFDM chỉ giống với VB 3L/4 trong V-OFDM khi M là lũy thừa của 2 do sự trùng hợp ngẫu nhiên.
Tuy nhiên, cần lưu ý rằng precodec OFDM khác với V-OFDM và CRV-OFDM do các sóng mang con trong precodec OFDM là trực giao, trong khi các sóng mang con của V-OFDM và CRV-OFDM thì không Đối với thuộc tính PARP, độ nhạy tới CFO là một phương pháp ước lượng kênh và đồng bộ, do đó sẽ có sự khác biệt trong yêu cầu nghiên cứu và phân tích cho từng loại Tổng số lượng phép nhân phức trong precoded OFDM cũng cần được xem xét kỹ lưỡng.
2Nlog 2 N + LM 2 + LM 2 = 2Nlog 2 N + 2NM
3.3.4 So sánh với Asymmetric OFDM
Trong hệ thống OFDM bất đối xứng dựa trên lý thuyết vòng xoắn của DFT được đề xuất trong [16], mặc dù có sự khác biệt về toán học giữa [12] và [14], nhưng cấu trúc quan hệ giữa đầu phát và đầu thu vẫn tương đồng như trong (3.3) và (3.4) Mô hình OFDM bất đối xứng tương tự như hệ thống V-OFDM, với điểm khác biệt chính nằm ở phương pháp phát hiện dữ liệu tại đầu thu Thay vì áp dụng phương pháp ước lượng ML, nghiên cứu [16] sử dụng phương pháp Zero-forcing (ZF) và phương pháp cân bằng tuyến tính lỗi bình phương trung bình tối thiểu (MMSE).
