Mục tiêu nghiên cứu
✓ Cơ sở lý thuyết về cấu hình nghịch lưu tăng áp cầu H tựa khóa chuyển mạch với độ lợi điện áp cao;
✓ Mô phỏng cấu hình nghịch lưu tăng áp cầu H tựa khóa chuyển mạch với độ lợi điện áp cao mạch bằng phần mềm PSIM;
✓ Nhúng phần mềm mô phỏng vào Card DSP điều khiển mô hình nghịch lưu tăng áp cầu H tựa khóa chuyển mạch với độ lợi điện áp cao
3 Tính mới và sáng tạo
- Xây dựng phương trình toán, mô hình toán, giải thuật điều khiển cho nghịch lưu tăng áp năm bậc cầu H
- Luật điều khiển hiện đại
- Hệ thống nghịch lưu tăng áp tựa khóa chuyển mạch năm bậc cầu H cải thiện độ lợi điện áp để giảm điện áp đặt trên các khóa công suất
- Ứng dụng DSP điều khiển cho nghịch lưu tăng áp tựa khóa chuyển mạch 5 bậc cầu H
- Xây dựng mô hình toán, phương trình toán, luật điều khiển cho nghịch lưu tăng áp tựa khóa chuyển mạch năm bậc cầu H
- Xây dựng file mô phỏng hệ thống cho nghịch lưu tăng áp tựa khóa chuyển mạch năm bậc cầu H
- Xây dựng mô hình thực để so với kết quả mô phỏng
- 01 file mô phỏng cho nghịch lưu tăng áp tựa khóa chuyển mạch năm bậc cầu H
- 01 file nhúng mô hình thực
- 01 bài báo trong nước (0.75 điểm)
- 01 đĩa CD của nghịch lưu tăng áp tựa khóa chuyển mạch năm bậc cầu H
6 Hiệu quả, phương thức chuyển giao kết quả nghiên cứu và khả năng áp dụng:
- Cơ sở lý thuyết cho giảng dạy và nghiên cứu
- Nghịch lưu tăng áp tựa khóa chuyển mạch năm bậc cầu H được điều khiển bởi card DSP
Project title: “Single phase five-level quasi-switch boost inverter with high voltage gain”
- Author: M.Eng Ngoc-Anh Truong
- Implementing institution: Ho Chi Minh City University of Technical and Education
- To present the literature review of the five-level quasi switched boost H-bridge inverter with high voltage gain
- To simulate the five-level quasi switched boost H-bridge inverter with high voltage gain using PSIM
- To embed the simulation program into a DSP card for controlling the five-level quasi switched boost H-bridge inverter with high voltage gain
- Constructing math equations, mathematical models and control algorithms for the five-level quasi switched boost H-bridge inverter with high voltage gain
- Introducing the modern control algorithms for the inverter
- Reducing the voltage losses across the power switches of the five-level quasi switched boost H-bridge inverter with high voltage gain
- Applying DSP controller for the five-level quasi switched boost H-bridge inverter with high voltage gain
- Constructing math equations, mathematical models and control algorithms for the five-level quasi switched boost H-bridge inverter with high voltage gain
- Constructing a simulation file for the five-level quasi switched boost H-bridge inverter with high voltage gain
- A prototype is constructed to get experimental results to be compared to simulation results
- 01 simulation file for the five-level quasi switched boost H-bridge inverter with high voltage gain
- 01 file to embed into the prototype
- 01 CD which includes a simulation file of the five-level quasi switched boost H- bridge inverter with high voltage gain
6 Effects, transfer alternatives of research results and applicability
- The theoretical background for teaching and research
- Five-level quasi switched boost H-bridge inverter with high voltage gain is controlled and embedded by DSP card
Trong những năm gần đây, nghịch lưu nguồn áp đa bậc (VSI) đã trở thành một phần quan trọng trong việc phân phối công suất, nhờ khả năng chuyển đổi nguồn công suất DC thành AC để kết nối lưới Nghịch lưu này mang lại nhiều lợi ích, bao gồm chất lượng công suất tốt hơn, yêu cầu bộ lọc ngõ ra nhỏ hơn, cũng như khả năng chịu điện áp và công suất cao trên các linh kiện công suất.
Các bộ nghịch lưu nguồn áp ba bậc được ứng dụng rộng rãi trong công nghiệp, đặc biệt trong hệ thống phân phối công suất, điều khiển động cơ AC, xe điện lai, năng lượng tái tạo, bộ cung cấp công suất liên tục và hệ thống bù (StatCom) Thông thường, những bộ nghịch lưu này chỉ có khả năng chuyển đổi DC-AC với điện áp đầu ra AC không vượt quá điện áp DC đầu vào Trong các hệ thống năng lượng tái tạo, cần có sự chuyển đổi điện áp AC đầu ra mong muốn, dẫn đến việc sử dụng bộ chuyển đổi DC-DC để tăng áp Tuy nhiên, các bộ chuyển đổi tăng áp thường gặp khó khăn trong việc điều khiển do chỉ cung cấp chuyển đổi hai chặng, và vấn đề trùng dẫn giữa các bán dẫn có thể gây ra sự cố ngắn mạch Nghịch lưu nguồn Z, được giới thiệu lần đầu vào năm 2002, đã cải tiến các nhược điểm của nghịch lưu thông thường bằng cách chia thành hai mạng nguồn Z kết nối với hai nguồn DC cách ly, nhằm cải thiện dòng điện đầu vào và giảm thành phần công suất thụ động.
Nghịch lưu qSB đã được phát triển gần đây để khắc phục những vấn đề liên quan đến kích thước, trọng lượng và giá thành cao do Z và qZSI sử dụng nhiều phần tử thụ động Với việc sử dụng ít phần tử thụ động hơn, nghịch lưu qSB vẫn giữ được các ưu điểm như hoạt động trùng dẫn, chuyển đổi một chặng và khả năng tăng giảm áp.
Trong hệ thống chuyển đổi công suất sử dụng năng lượng mặt trời, yêu cầu về điện áp đầu vào thấp và điện áp đầu ra cao dẫn đến hệ số tăng áp cao, ảnh hưởng đến tuổi thọ của các khóa công suất Để khắc phục vấn đề này, việc cải tiến độ lợi điện áp là cần thiết, không chỉ giúp giảm điện áp DC-link mà còn nâng cao chỉ số điều chế, từ đó giảm thiểu chỉ số THD trong hệ thống.
1 Tính cấp thiết của đề tài
Năng lượng là yếu tố thiết yếu cho sự phát triển kinh tế, nhưng sự gia tăng nhu cầu năng lượng đã dẫn đến sự cạn kiệt nhanh chóng các nguồn nhiên liệu hóa thạch, làm tăng giá nhiên liệu và lượng khí CO2 thải ra, góp phần vào hiệu ứng nhà kính và biến đổi khí hậu Vì vậy, bên cạnh việc nghiên cứu giải pháp tiết kiệm và sử dụng năng lượng hiệu quả, cần chú trọng vào việc ứng dụng công nghệ mới để phát triển nguồn năng lượng thay thế, bổ sung cho các nguồn năng lượng hóa thạch.
Hiện nay, nghịch lưu đa bậc đang trở nên phổ biến trong các hệ thống điện Nghiên cứu này đề xuất một cấu hình cầu H nhằm cải thiện độ lợi, giảm điện áp trên các khóa công suất và giảm độ gợn dòng điện ở cuộn dây tăng áp, giúp tối ưu hóa hệ thống nhỏ gọn với THD đầu ra không đổi.
Nghiên cứu lý thuyết về nghịch lưu tăng áp tựa khóa chuyển mạch năm bậc cầu H, cùng với việc nhúng chương trình mô phỏng qua card DSP, đã được thực hiện để xây dựng mô hình công suất cho bộ nghịch lưu này.
✓ Dựa trên cơ sở lý thuyết xây dựng file mô phỏng bộ nghịch lưu tăng áp tựa khóa chuyển mạch năm bậc cầu H bằng phần mềm PSIM
Giao tiếp giữa phần mềm mô phỏng và Card DSP được thực hiện để điều khiển mô hình nghịch lưu tăng áp sử dụng khóa chuyển mạch năm bậc cầu H Bài viết cũng so sánh kết quả giữa file mô phỏng và thực nghiệm để đánh giá độ chính xác và hiệu quả của hệ thống.
Ý nghĩa khoa học, thực tiễn của đề tài
Đề tài này không chỉ mở ra hướng nghiên cứu cho các bộ nghịch lưu cầu H mà còn phục vụ cho học viên và nghiên cứu sinh tại trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật Tp.HCM trong phòng thực tập điện tử công suất D504, D505 Đề tài sẽ bổ sung phương pháp giảng dạy hiện đại, rõ ràng và trực quan, đồng thời cải thiện chỉ số THD, độ lợi điện áp và khả năng hoạt động trong điều kiện ngắn mạch.
Những đóng góp của đề tài
Đề tài có những đóng góp sau:
+ Xây dựng phương trình toán, mô hình toán theo cơ sở lý thuyết, mô phỏng kiểm chứng cơ sở lý thuyết
+ Giải thuật theo hướng điều khiển hiện đại
+ Đề tài đã cải thiện THD, độ lợi điện áp và có khả năng làm việc trong điều kiện ngắn mạch
Dựa trên cơ sở lý thuyết và mô phỏng, chúng tôi tiến hành chế tạo mô hình thực tế, sau đó tích hợp chương trình mô phỏng vào mô hình này Quá trình này giúp cải tiến mô hình và chuyển giao công nghệ cho các cơ sở có nhu cầu sử dụng.
Cấu trúc của đề tài
Cấu trúc của đề tài được mô tả ở phần mục lục
Chương 2: Cơ sở lý thuyết
Chương 3: Nội dung đề tài
Chương 4: Kết quả mô phỏng và thực nghiệm
TỔNG QUAN
Tình hình nghiên cứu thuộc lĩnh vực của đề tài ở trong và ngoài nước
Năng lượng tái tạo đang phát triển mạnh mẽ nhờ tính bền vững và thân thiện với môi trường, với tiềm năng lớn Trong những năm qua, năng lượng tái tạo đã tăng trưởng đáng kể so với điện than Các quốc gia đang phát triển như Trung Quốc và Ấn Độ đã đầu tư mạnh vào năng lượng sạch để cải thiện môi trường ô nhiễm Dưới áp lực công chúng về vấn đề môi trường và khủng hoảng kinh tế, các nước này đang có chính sách tương tự trong tương lai Sự giảm giá của pin mặt trời cũng thúc đẩy tiêu thụ năng lượng tại khu vực Châu Á – Thái Bình Dương Mức đầu tư vào hệ thống năng lượng tái tạo đã tăng mạnh qua các năm, từ giai đoạn phát triển nhỏ lẻ năm 2004 đến sự bùng nổ vào năm 2010, mặc dù mức tăng hiện tại không còn đáng kể.
Hình 1.1: Chi phí đầu tư cho năng lượng mặt trời và điện gió của thế giới
Theo quyết định 428/QĐ-TTg của Thủ tướng Chính phủ, đề án điều chỉnh quy hoạch phát triển điện lực quốc gia giai đoạn 2011 - 2020 đã được phê duyệt, hướng tới việc phát triển bền vững và hiệu quả trong ngành điện.
Đến năm 2030, Việt Nam sẽ tăng cường phát triển năng lượng điện mặt trời, bao gồm cả hệ thống điện mặt trời tập trung lắp đặt trên mặt đất và hệ thống phân tán lắp đặt trên mái nhà Mục tiêu là nâng tổng công suất điện mặt trời từ mức hiện tại lên khoảng 850 MW.
MW vào năm 2020, Khoảng 4.000 MW vào năm 2025 và Khoảng 12.000 MW vào năm
2030 và điện năng sản xuất từ nguồn điện mặt trời chiếm tỷ trọng Khoảng 0,5% năm
2020, Khoảng 1,6% vào năm 2025 và Khoảng 3,3% vào năm 2030
Để xã hội hóa ngành điện và giảm bớt đầu tư từ nhà nước, thị trường điện Việt Nam sẽ có sự xuất hiện của các công ty mua bán điện, xây dựng đường dây mới và sản xuất nguồn điện phân tán Việc này nhằm nâng cao hiệu quả cung cấp điện và giảm chi phí bồi thường cho khách hàng khi xảy ra mất điện Đồng thời, nguồn điện phân tán sử dụng năng lượng tái tạo ngày càng gia tăng và yêu cầu chất lượng điện năng ngày càng cao.
Các nguồn điện phân tán sử dụng năng lượng mặt trời cần bộ biến đổi DC/AC và bộ biến đổi DC/DC tăng áp, đóng vai trò quan trọng trong hệ thống.
Bộ chuyển đổi DC-DC
Bộ chuyển đổi DC-AC
Bộ lọc ngõ ra Lưới 3 pha
Hình 1.2 cấu trúc hệ nguồn phân tán sử dụng năng lượng mặt trời
Vì thế việc nghiên cứu các bộ nghịch lưu nguồn áp và bộ nghịch lưu tăng áp là yêu cầu cấp thiết hiện nay.
Khái quát về nghịch lưu tăng áp
Trong những năm gần đây, bộ nghịch lưu nguồn áp (VSI) đã trở thành một phần quan trọng trong hệ thống phân phối công suất, chuyển đổi nguồn DC thành AC để kết nối lưới Các VSI đa bậc mang lại nhiều lợi ích như chất lượng điện năng tốt hơn, yêu cầu bộ lọc ngõ ra nhỏ hơn, điện áp thấp hơn trên các khóa bán dẫn, khả năng điện áp và công suất cao hơn, cùng với mức nhiễu điện từ (EMI) thấp hơn Tuy nhiên, VSI đa bậc cũng gặp phải một số nhược điểm đáng kể trong các ứng dụng này.
Điện áp đầu ra của bộ nghịch lưu (VSI) luôn thấp hơn điện áp đầu vào, khiến nó chỉ hoạt động như một bộ giảm áp Để sử dụng VSI cho mục đích tăng áp, cần bổ sung một bộ tăng áp DC/DC hoặc máy biến áp ở đầu ra Việc áp dụng cấu hình DC/DC tăng áp và máy biến áp sẽ làm tăng đáng kể kích thước và chi phí của bộ nghịch lưu.
VSI không cho phép trạng thái hai khóa trên cùng một nhánh dẫn đến hiện tượng ngắn mạch (Shoot through - ST), điều này có thể gây hại cho linh kiện bộ nghịch lưu do ngắn mạch nguồn áp Để hạn chế tác động của hiện tượng này, bộ dead-time thường được áp dụng, nhưng việc sử dụng dead-time lại làm giảm hiệu suất của bộ chuyển đổi.
Hình 1.3 Mạng nghịch lưu nguồn áp thông thường (VSI)
Nghịch lưu sử dụng nguồn Z với khả năng chuyển đổi công suất một chặng giúp khắc phục những hạn chế của các bộ nghịch lưu truyền thống, như đã được trình bày trong tài liệu [6] (hình 1.4).
Hình 1.4 Mạng nghịch lưu nguồn kháng Z Source
Nghiên cứu [7] đề cập đến nghịch lưu nguồn Z một pha 5 bậc, kết hợp giữa mạng nguồn Z và nghịch lưu 1 pha năm bậc hình T Cấu hình này tận dụng những lợi ích của nghịch lưu nguồn Z, nhưng vẫn gặp phải một số nhược điểm, đặc biệt là dòng điện ngõ vào không liên tục.
Mạng nguồn Z sử dụng trạng thái ngắn mạch để tăng điện áp ngõ vào cho mạch nghịch lưu, nhưng gặp phải nhược điểm là dòng điện ngõ vào không liên tục và điện áp cao trên tụ điện Cấu hình nghịch lưu tựa nguồn Z (qZSI) đã khắc phục những vấn đề này bằng cách đảm bảo dòng điện ngõ vào liên tục và giảm điện áp đặt lên các linh kiện điện tử công suất, từ đó nâng cao độ tin cậy của hệ thống.
Mạng nghịch lưu cascade cầu H (CHB) tựa nguồn Z (qZSI) với chuyển đổi công suất một chặng được giới thiệu trong tài liệu Trong cấu hình CHB-qZSI, các xung ngắn mạch được chèn vào vector zero nhằm tăng điện áp ngõ vào mạch nghịch lưu mà không gây thiệt hại cho hệ thống Kết quả là, mỗi Module trong cấu hình CHB-qZSI tạo ra điện áp DC-link giống nhau thông qua việc điều khiển chu kỳ xung ngắn mạch.
Phương pháp điều khiển SPWM trong mạng nguồn kháng qZSI đáp ứng yêu cầu điều khiển động cơ cho hệ thống xe điện, vượt trội hơn so với các phương pháp điều khiển nghịch lưu qZSI thông thường Tuy nhiên, khi nâng số bậc điện áp, số lượng module mạng nguồn kháng qZSI phải tăng, dẫn đến kích thước, khối lượng và tổn thất công suất hệ thống tăng theo Để cải thiện kích thước, khối lượng và chi phí mà vẫn giữ được ưu điểm của qZSI, mạng nguồn kháng khóa chuyển mạch (qSBI) đã được giới thiệu So với cấu hình ZS/qZSI, mạng nguồn kháng qSBI tiết kiệm hơn một cuộn dây và một tụ điện, nhưng lại cần nhiều hơn một khóa công suất và một diode Nghiên cứu so sánh giữa hai cấu hình qSBI và qZSI cho thấy qSBI có ưu điểm vượt trội với ít cuộn dây hơn nhưng có điện cảm lớn hơn, ít tụ điện hơn với điện dung nhỏ hơn, đồng thời dòng điện trong các diode và khóa công suất thấp hơn, mang lại hiệu suất cao hơn.
Hình 1.6 Mạng nghịch lưu nguồn kháng Quasi Switch Boost
Module cầu H (CHB) kết hợp với hai mạng qSB để tạo ra điện áp ngõ ra một pha năm bậc Tuy nhiên, cấu hình này có nhược điểm là độ lợi điện áp chưa cao và điện áp đặt trên các phần tử công suất cao không đạt yêu cầu.
Bài báo [15] giới thiệu cấu hình qSBI mới với nhiều ưu điểm nổi bật, bao gồm: độ lợi điện áp cao, dòng điện ngõ vào liên tục với độ gợn dòng điện thấp trên cuộn dây tăng áp, và khả năng giảm điện áp đặt trên các tụ điện cũng như khóa công suất nhờ vào việc sử dụng thêm một cuộn dây và một tụ điện cho cấu hình nghịch lưu cầu.
H tựa khóa chuyển mạch qSBI một pha ba bậc Tuy nhiên cấu hình nghịch lưu này chỉ hoạt động ở ba bậc nên chất lượng điện áp chưa cao
Do đó đề tài này trình bày một cấu hình cải tiến cho nghịch lưu một pha 5 bậc cầu
Khóa chuyển mạch dạng ghép tầng cầu H (CHB-qSBI-HG) được thiết kế nhằm nâng cao hiệu suất điện áp và dòng điện ngõ vào liên tục, đồng thời giảm điện áp áp dụng lên các phần tử công suất.
1.1.1 Nghịch lưu áp 1 pha 5 bậc cầu H ở nước ngoài
Nghiên cứu về nghịch lưu đa bậc đã phát triển mạnh mẽ tại các phòng thí nghiệm ở Mỹ, Úc, Hàn Quốc và Trung Quốc, chủ yếu theo hai hướng chính Một số công trình tiêu biểu trong lĩnh vực này bao gồm các nghiên cứu của những tác giả nổi bật.
[13] M K Nguyen, Y C Lim and S J Park, “A comparison between single phase quasi-Z-source and tựa khóa chuyển mạch inverters,” IEEE Trans Ind Electron., vol
Trong bài viết này, tác giả đã so sánh cấu hình và giải thuật của hai phương pháp, tuy nhiên chưa đề cập đến độ lợi điện áp đầu ra.
[15] Minh-Khai Nguyen, Truong-Duy Duong , Young-Cheol Lim , Joon-Ho Choi,
“High Voltage Gain Tựa khóa chuyển mạch Inverters With Low Input Current Ripple”, IEEE Transactions on Industrial Informatics, Vol 15 , no, 9 , pp 4857 – 4866, Sept
2019 Tan-Tai Tran, Minh-Khai Nguyen, “Cascaded five-level quasi-switched-boost inverter for single-phase grid-connected system”, IET Power Electronics, vol 10, no
Các tác giả đã áp dụng mạng nguồn kháng bằng khóa chuyển mạch để giảm điện áp trên các thành phần công suất thụ động và tích cực, cũng như trong ứng dụng kết nối lưới Tuy nhiên, độ lợi điện áp của công trình này vẫn chưa đạt mức cao.
1.1.2 Nghiên cứu nghịch lưu tăng áp một pha năm bậc casscade ở Việt Nam Điều khiển nghịch lưu tăng áp một pha năm bậc casscade đang được nghiên cứu ở các trường đại học toàn quốc, với khả năng kết hợp với Solar cell cung cấp điện xoay chiều 1 pha và 3 pha cho thiết bị dân dụng và thiết bị điện công nghiệp Gần đây một số tác giả đã nghiên cứu nghịch lưu tăng áp một pha năm bậc casscade ở trong nước điển hình như:
CƠ SỞ LÝ THUYẾT CHO BỘ NGHỊCH LƯU TĂNG ÁP
Tổng quan về bộ nghịch lưu áp
Bộ nghịch lưu chuyển đổi năng lượng từ nguồn điện một chiều sang điện xoay chiều để cung cấp cho tải Tại ngõ ra, điện áp hoặc dòng điện được điều khiển, dẫn đến việc phân loại bộ nghịch lưu thành bộ nghịch lưu áp hoặc bộ nghịch lưu dòng.
Nguồn một chiều cung cấp cho bộ nghịch lưu áp có tính chất nguồn điện áp, trong khi bộ nghịch lưu dòng lại có tính chất là nguồn dòng điện Các bộ nghịch lưu này được phân loại thành bộ nghịch lưu áp nguồn và bộ nghịch lưu dòng nguồn, hay còn gọi tắt là bộ nghịch lưu áp và bộ nghịch lưu dòng.
Khi nguồn điện đầu vào và đại lượng đầu ra không đồng nhất, chẳng hạn như bộ nghịch lưu chuyển đổi dòng điện xoay chiều từ nguồn điện áp một chiều, chúng được gọi là bộ nghịch lưu điều khiển dòng điện từ nguồn điện áp hoặc bộ nghịch lưu dòng nguồn áp.
Năng lượng một chiều có thể được chuyển đổi thành năng lượng xoay chiều thông qua việc điều khiển đóng ngắt các thiết bị công suất như SCR, MOSFET, và IGBT Quá trình này phụ thuộc vào các quy tắc đóng cắt dựa trên phương pháp điều khiển được áp dụng.
Bộ nghịch lưu áp có chức năng cung cấp và điều khiển điện áp xoay chiều tại ngõ ra Nguồn điện áp một chiều có thể được cung cấp từ các nguồn đơn giản như acquy hoặc pin điện, hoặc từ các hệ thống phức tạp bao gồm điện áp xoay chiều đã được chỉnh lưu và lọc phẳng.
Linh kiện trong bộ nghịch lưu áp hoạt động như một công tắc, có khả năng kích đóng và ngắt dòng điện Đối với các ứng dụng công suất vừa và nhỏ, transistor BJT, MOSFET và IGBT thường được sử dụng Trong khi đó, ở phạm vi công suất lớn, GTO, IGCT hoặc SCR kết hợp với bộ chuyển mạch là lựa chọn phổ biến.
Mỗi công tắc trong hệ thống tải tổng quát được trang bị một diode mắc đối song, tạo thành mạch chỉnh lưu cầu không điều khiển Các diode này cho phép dẫn điện ngược chiều với các công tắc, giúp quá trình trao đổi công suất ảo giữa nguồn một chiều và tải xoay chiều diễn ra thuận lợi Nhờ đó, bộ chỉnh lưu cầu diode hạn chế hiện tượng quá điện áp phát sinh khi kích ngắt các công tắc.
2.1.3 Phân loại bộ nghịch lưu áp
Bộ nghịch lưu áp có rất nhiều loại cũng như nhiều phương pháp điều khiển khác nhau
- Theo số pha điện áp đầu ra: 1 pha, 3 pha
Theo số bậc điện áp giữa một đầu pha tải và điểm điện thế chuẩn trên mạch, có thể phân loại thành hai loại: điện áp hai bậc (two level) và điện áp đa bậc (multi-level), trong đó điện áp đa bậc bắt đầu từ ba bậc trở lên.
- Theo cấu hình của bộ nghịch lưu: dạng cascade (Cascade inverter), dạng diode kẹp NPC (Neutral Point Clamped Multilevel Inverter), hoặc dạng dùng tụ kẹp (Flying Capacitor Multilevel Inverter)…
- Theo phương pháp điều khiển:
+ Phương pháp điều chế độ rộng xung sin (Sin PWM)
+ Phương pháp điều chế độ rộng sung sin cải biến (Modifield SPWM)
2.1.4 Nghịch lưu áp đa bậc
Bộ nghịch lưu đa bậc mang lại nhiều lợi ích như giảm điện áp trên tụ, giảm méo hài tổng THD và khả năng phù hợp với công suất lớn Tuy nhiên, việc tăng số bậc cũng đồng nghĩa với việc gia tăng linh kiện bán dẫn, kích thước, chi phí và tổn hao dẫn Do đó, cần cân nhắc kỹ lưỡng để lựa chọn số bậc phù hợp cho từng ứng dụng cụ thể Hiện nay, bộ nghịch lưu 3 hoặc 5 bậc đang là ưu tiên nghiên cứu, với ba cấu hình phổ biến: diode kẹp NPC, tụ kẹp và ghép tầng cascade.
2.1.5 Các dạng cấu trúc cơ bản của bộ nghịch lưu áp đa bậc
2.1.5.1 Nghịch lưu diode kẹp (NPC – Neutral Point Clamped)
Bộ nghịch lưu đa bậc sử dụng nguồn DC từ hệ thống điện AC, với các cặp diode kẹp và mạch nguồn DC được chia thành nhiều cấp điện áp nhỏ hơn nhờ chuỗi tụ điện mắc nối tiếp Trong trường hợp có n nguồn DC bằng nhau mắc nối tiếp, điện áp pha - nguồn DC có thể đạt (n+1) giá trị khác nhau, dẫn đến việc gọi bộ nghịch lưu là bộ nghịch lưu áp (n+1) bậc Một trong những ưu điểm nổi bật của bộ nghịch lưu NPC 3 bậc là chỉ cần sử dụng một nguồn DC duy nhất Tuy nhiên, cấu hình này cũng tồn tại một số nhược điểm cần được xem xét.
• Sử dụng tụ điện để chia nguồn nên cần có giải thuật cân bằng điện áp trên tụ
• Các diode kẹp làm tăng kích thước của mạch
2.1.5.2 Nghịch lưu kẹp tụ (Flying capitor inverter)
Cấu hình nghịch lưu kẹp tụ là một trong những cấu hình phổ biến, bên cạnh cấu hình NPC Điểm khác biệt chính của cấu hình này so với NPC truyền thống là cách bố trí các nhánh nghịch lưu Thay vì sử dụng hai diode kẹp, cấu hình kẹp tụ sử dụng một tụ điện công suất lớn, giúp duy trì điện áp ổn định trong suốt quá trình hoạt động, cụ thể là bằng một nửa điện áp ngõ vào Ưu điểm của cấu hình này là không cần bộ lọc khi nghịch lưu hoạt động ở tần số cao, đồng thời cho phép điều tiết công suất tác dụng và công suất phản kháng, từ đó tối ưu hóa phân bố công suất trong lưới.
Cấu hình tụ kẹp có nhược điểm là sử dụng nhiều tụ công suất lớn, dẫn đến tăng giá thành và kích thước mạch Điều này cũng làm giảm độ tin cậy và gây khó khăn trong việc điều khiển khi số bậc nghịch lưu tăng cao.
2.1.5.3 Nghịch lưu dạng ghép tầng (Cascade Inverter)
Sử dụng các nguồn DC độc lập là phương pháp hiệu quả trong trường hợp cần nguồn DC sẵn có, chẳng hạn như acquy hoặc pin Bộ nghịch lưu dạng ghép tầng bao gồm nhiều cấu hình nghịch lưu cầu H được kết nối nối tiếp, với mỗi cấu nghịch lưu sử dụng một nguồn áp DC riêng biệt Thông thường, nguồn DC này được cung cấp từ máy biến áp với nhiều cuộn dây thứ cấp cách ly, từ các máy biến áp riêng lẻ hoặc từ ắc quy, pin.
Bằng cách kích hoạt các linh kiện trong mỗi bộ nghịch lưu áp một pha, ta tạo ra ba mức điện áp khác nhau: -Vdc, 0 và Vdc Khi kết hợp hoạt động của n bộ nghịch lưu áp trên một nhánh, sẽ tạo ra n mức điện áp âm (-Vdc, -2Vdc, -nVdc) và n mức điện áp dương.
Bộ nghịch lưu áp dạng cascade bao gồm n bộ nghịch lưu áp một pha trên mỗi nhánh, tạo thành bộ nghịch lưu (2n+1) bậc với các mức điện áp (Vdc, 2Vdc,…nVdc) và mức điện áp 0 Ưu điểm của hệ thống này là không cần sử dụng diode kẹp hay tụ kẹp, tuy nhiên nhược điểm là yêu cầu nhiều nguồn DC.
Mạch nghịch lưu một pha ba bậc
2.2.1 Tổng quan nghịch lưu cầu H
Hình 2.1: Cấu hình nghịch lưu một pha ba bậc cầu H
Mạch nghịch lưu cầu một pha (còn gọi là bộ nghịch lưu dạng cầu H) chứa 4 khóa công suất IGBT và 4 diode mắc đối song như hình 2.1
Nghịch lưu một pha ba bậc cầu H khi hoạt động sẽ có ba mức điện áp ngõ ra: +Vdc,
0, -Vdc Nguyên lí tạo xung kích cho bộ nghịch lưu một pha ba bậc với hai sóng sin lệch pha 180 0 , một sóng mang (hình 2.2)
Nguyên tắc kích đóng đối nghịch quy định rằng cặp công tắc trên cùng một nhánh không được kích đóng đồng thời Điều này có nghĩa là hai công tắc trong cùng một nhánh phải luôn ở trạng thái một công tắc được kích đóng và một công tắc được kích ngắt Trạng thái cả hai công tắc cùng kích đóng hoặc cùng kích ngắt là không được phép, nhằm đảm bảo an toàn cho mạch điện Để tạo ra điện áp xoay chiều ở ngõ ra của bộ nghịch lưu, cần đạt được ba mức điện áp là +Vdc, 0 và –.
Để điều khiển điện áp Vdc, các khóa S1, S2, S3 và S4 được sử dụng Khi các khóa S1 và S4 đóng, điện áp đạt mức +Vdc; ngược lại, khi các khóa S2 và S3 đóng, điện áp đạt mức -Vdc Nếu cả S1 và S2 hoặc S3 và S4 được kích đóng, điện áp đầu ra của bộ nghịch lưu áp cầu H sẽ là 0.
Hình 2.2: Giản đồ xung một pha ba bậc sử dụng hai sóng sin lệch pha 180 0 và một sóng mang.
Mạch nghịch lưu cầu H quasi Switched Boost (HB qSBI) một pha ba bậc
Cấu hình bộ nghịch lưu sử dụng mạng nguồn kháng quasi Switch Boost (qSBI) bao gồm hai phần chính: mạng nguồn kháng qSBI và mạch nghịch lưu một pha ba bậc cầu H Mạng nguồn kháng qSBI được cấu tạo bởi hai cuộn cảm L1 và L2, hai tụ điện C1 và C2, cùng với hai diode D1 và D2, và một khóa tích cực S0, như được thể hiện trong hình 2.3.
Mạng qSBI không chỉ có khả năng điều chỉnh áp suất mà còn kế thừa những ưu điểm từ mạng nguồn Z và mạng tựa khóa chuyển mạch qSBI Bài viết này trình bày những điểm mới như cải thiện độ gợn dòng điện của cuộn dây tăng áp, giảm điện áp trên linh kiện điện tử công suất và tăng độ lợi điện áp đầu ra Nguyên lý hoạt động của cấu hình này dựa trên trạng thái “ngắn mạch” (ST), cho phép hai khóa trên cùng một nhánh dẫn đồng thời, nhằm tăng điện áp DC đầu vào và khắc phục hiện tượng trùng dẫn.
Hình 2.3: Sơ đồ mạch nghịch lưu HB qSBI một pha ba bậc
Hình 2.4: Trạng thái hoạt động của mạch HB qSBI a) ngắn mạch, b) trạng thái không ngắn mạch 1 c) trạng thái không ngắn mạch 2
2.3.2 Nguyên lý hoạt động mạch nghich lưu cầu H quasi Switched Boost (HB qSBI) một pha ba bậc
Mạch nghịch lưu HB qSBI hoạt động ở ba chế độ khác nhau, bao gồm trạng thái ngắn mạch và hai trạng thái không ngắn mạch Các trạng thái này được biểu diễn trên hình 2.4, với trạng thái ngắn mạch ST diễn ra trong các khoảng thời gian từ t0 đến t1, t6 đến t7, và t12 đến t13.
Trong trạng thái ST của bộ nghịch lưu cầu H, các khóa S1 đến S4 đồng thời đóng, trong khi khóa S0 bị ngắt, dẫn đến diode D2 phân cực thuận và diode D1 phân cực ngược Thời gian duy trì trạng thái này là DT, trong đó cuộn cảm L1 và L2 nạp năng lượng từ nguồn Vdc, trong khi tụ điện C1 và C2 xả năng lượng Điện áp qua cuộn dây L1 và L2 được xác định theo các nguyên tắc cụ thể.
(2.1) b) Trạng thái không ngắn mạch (NST)
Trong trạng thái NST 1, từ t2 đến t3, t4 đến t5, t8 đến t9, và t10 đến t11, khóa S0 được kích đóng như mô tả trong hình 2.4(b) Trong quá trình này, diode D1 hoạt động ở chế độ phân cực thuận, trong khi diode D2 ở chế độ phân cực ngược Cuộn dây L1 và tụ C2 nạp năng lượng, còn cuộn dây L2 và tụ C1 xả năng lượng Điện áp trên cuộn dây L1 và L2 được xác định rõ ràng.
Trong trạng thái NST 2, từ t1 đến t12, khóa S0 được kích ngắt theo hình 2.4(c) Hai diode D1 và D2 hoạt động ở chế độ phân cực thuận Trong quá trình này, cuộn dây L1 và L2 sẽ xả năng lượng, trong khi tụ điện C1 và C2 nạp năng lượng Điện áp trên cuộn dây L1 và L2 được xác định trong quá trình này.
2.3.3 Phân tích trạng thái ổn định
Trong một chu kỳ sóng mang, tổng thời gian tồn tại của trạng thái ST là DT, trong khi tổng thời gian của trạng thái NST 1 là 2DT Khoảng thời gian còn lại cho trạng thái NST 2 trong cùng một chu kỳ sóng mang là (1-3D)T Giả sử rằng các tụ điện C1 và C2 có giá trị đủ lớn để điện áp trên chúng duy trì không đổi trong suốt quá trình hoạt động Theo định luật cân bằng điện áp trên cuộn dây, giá trị điện áp trên các tụ C1 và C2 được xác định dựa trên các thông số này.
Biên độ đỉnh của sóng hài bậc một được tính dựa trên chỉ số điều chế m, hệ số ngắn mạch D và điện áp ngõ vào như sau:
Trong đó: m là chỉ số điều chế (0 ≤ m ≤ 1), D là hệ số ngắn mạch (m + D ≤1) v car1
Hình 2.5: Giản đồ xung điều khiểm PWM cải tiến cho mạch nghịch lưu HB qSBI
Bộ nghịch lưu HB qSBI cung cấp ba mức điện áp ngõ ra: +Vdc, 0 và -Vdc Quy luật đóng cắt các khóa bán dẫn trong mạng quasi Switch Boost (S0) và mạch nghịch lưu cầu H được thể hiện rõ trong hình 2.5.
• Vcar1, Vcar2 là sóng mang
• VST, VSTN là tín hiệu ngắn mạch được tính toán từ D
VA và VAN là tín hiệu tham chiếu của sóng Sine, trong đó tần số sóng mang lớn hơn nhiều so với sóng Sine Do đó, trong một chu kỳ sóng mang, sóng Sine được biểu diễn như một hằng số.
• D là tỉ số ngắn mạch.
CẤU HÌNH NGHỊCH LƯU GHÉP TẦNG CẦU H TỰA KHÓA CHUYỂN MẠCH
Mạng nghịch lưu ghép tầng cầu H tựa khóa chuyển mạch
Hình 3.1 Cấu hình nghịch lưu ghép tầng cầu H tựa khóa chuyển mạch (CHB-qSBI-
Cấu trúc mạch CHB-qSBI-HG bao gồm hai mạch nghịch lưu cầu H (HB-qSBI) nối tiếp, gồm UHB-qSBI (mạch trên) và LHB-qSBI (mạch dưới), như được minh họa trong hình 3.1 Mỗi mạch HB-qSBI có một mạng trở kháng qSBI phía trước, bao gồm hai cuộn dây (L1a, L2a hoặc L1b, L2b), hai tụ điện (C1a, C2a hoặc C1b, C2b), hai diode (D1a, D2a hoặc D1b, D2b) và một khóa bán dẫn (S0a hoặc S0b) Mạch HB được cấu tạo từ bốn khóa bán dẫn (S1a, S2a, S3a, S4a cho UHB-qSBI hoặc S1b, S2b, S3b, S4b cho LHB-qSBI), như thể hiện trong hình 3.1.
HB có khả năng cung cấp ba mức điện áp đầu ra: +Vdc, 0 và -Vdc, thông qua việc kích hoạt các khóa bán dẫn tương ứng như đã trình bày trong Bảng 1 Điện áp đầu ra của CHB-qSBI-HG là tổng của hai mạch HB qSBI, dẫn đến việc mạch nghịch lưu có năm bậc điện áp: +2Vdc, +Vdc, 0, -Vdc và -2Vdc.
Bảng 3.1 Những trạng thái chuyển mạch của chịu lỗi 3L qSBT 2 I
Trạng thái Khóa được kích đóng Diode phân cực thuận Điện áp ngõ ra
Phương pháp PWM điều khiển mạch CHB-qSBI-HG sử dụng hai tín hiệu tham chiếu dạng sine (VA và VAN) cùng với bốn tín hiệu sóng mang có tần số cao lệch pha 90 độ (Vcar1, Vcar2, Vcar3 và Vcar4), như được minh họa trong hình 3.2 Tín hiệu tham chiếu được xác định theo một phương trình cụ thể.
Trong đó: m là chỉ số điều chế (0 ≤ m ≤ 1), θ là góc pha 0 ≤ θ ≤ 2π
Tín hiệu VST ,−VST và 4/3−VST được sử dụng để tạo xung kích ngắn mạch cho mạch
HB và các khóa S0x của mạch qSBI
Trạng thái đóng ngắt của các khóa HB-qSBI được minh họa trong hình 3.2, trong đó xung kích cho khóa S1a và S4a là nghịch đảo của S2a và S3a Tương tự, điều này cũng áp dụng cho 4 khóa S1b.
S2b, S3b, S4b Trạng thái ngắn mạch được tạo ra bằng cách kích đóng tất cả các khóa của
HB được biểu thị bằng ký hiệu và cho mạch UHB-qSBI và LHB-qSBI
Hình 3.2 Kỹ thuật điều khiển PWM cải tiến của CHB-qSBI-HG.
Nguyên lý hoạt động mạng nghịch lưu ghép tầng cầu H tựa khóa chuyển mạch.31 b) Trạng thái không ngắn mạch (NST)
Mạch UHB-qSBI hoạt động với hai trạng thái chuyển mạch chính: chế độ không ngắn mạch (NST) và chế độ ngắn mạch (ST), như được minh họa trong hình 3.3 Do sự tương đồng trong hoạt động của hai mạch HB-qSBI, nhóm tác giả chỉ tập trung phân tích nguyên lý hoạt động của mạch UHB-qSBI.
Hình 3.3 Nguyên lý hoạt động của HB-qSBI-HG a) Trạng thái ngắn mạch ST (t 0 đến t 1 , t 6 đến t 7 , và t 12 đến t 13 )
Trong trạng thái ST của bộ nghịch lưu cầu H, các khóa S1a đến S4a được đóng như mô tả trong hình 3.3(a), trong khi khóa S0a bị ngắt Diode D2a hoạt động ở chế độ phân cực thuận, còn diode D1a ở chế độ phân cực ngược Thời gian duy trì trạng thái này là DT, trong đó cuộn cảm L1a và L2a nạp năng lượng từ nguồn Vdc1, trong khi tụ điện C1a và C2a xả năng lượng Điện áp qua cuộn dây L1a và L2a được xác định theo một công thức cụ thể.
(3.2) b) Trạng thái không ngắn mạch (NST)
Trong trạng thái NST 1 (t2 đến t3, t4 đến t5, t8 đến t9, và t10 đến t11), khóa S0 được kích hoạt và đóng như mô tả trong hình 3.3(b) Trong quá trình này, diode D1a hoạt động ở chế độ phân cực thuận, trong khi diode D2a ở chế độ phân cực ngược Cuộn dây L1a và tụ C2a thực hiện quá trình nạp năng lượng, trong khi cuộn dây L2a và tụ C1a tiến hành xả năng lượng Điện áp trên cuộn dây L1a và L2a được xác định bởi các yếu tố trong mạch.
Trạng thái NST 2: (t1 đến t2, t3 đến t4, t5 đến t6, t7 đến t8, t9 đến t10, và t11 đến t12 ) khóa S0a ngắt được mô tả ở hình 3.3(c) Hai diode D1a và D2a phân cực thuận Cuộn dây
L1a và L2a xả năng lượng, trong khi đó tụ điện C1a và C2a nạp năng lượng Điện áp trên cuộn dây L1a và L2a được xác định:
Phân tích trạng thái ổn định
Tổng thời gian tồn tại của trạng thái ST trong một chu kỳ sóng mang là DT, trong khi tổng thời gian tồn tại của trạng thái NST 1 là 2DT Khoảng thời gian còn lại cho trạng thái NST 2 trong một chu kỳ sóng mang là (1-3D)T Giả sử rằng tụ điện C1a và C2a có giá trị đủ lớn, điện áp trên tụ điện sẽ giữ ổn định trong suốt quá trình hoạt động Điện áp của tụ C1a và C2a trong trạng thái xác lập được xác định dựa trên các điều kiện này.
Trong trạng thái ngắn mạch ST, quá trình nạp năng lượng trên cuộn dây L1 và L2 đạt giá trị tối đa Do đó, độ gợn sóng dòng điện của cuộn dây tăng áp L1 và L2 được xác định theo công thức cụ thể.
Biên độ đỉnh của sóng hài bậc một được xác định dựa trên chỉ số điều chế m, hệ số ngắn mạch D và điện áp ngõ vào, giả sử rằng hai module hoạt động với cùng một thông số.
Trong đó: m là chỉ số điều chế (0 ≤ m ≤ 1), D là hệ số ngắn mạch (m + D ≤1)
Hệ số tăng áp có thể được xác định:
− + (3.8) Độ lợi điện áp có thể được tính toán:
Hình 3.4 (a) Độ lợi điện áp và điện áp đặt trên Diode, (b) độ lợi điện áp và điện áp đặt trên khóa công suất (1) cấu hình đề xuât, (2) cấu hình [7], [14]
Dựa vào phương trình (3.8) và (3.9), hệ số tăng áp và độ lợi điện áp được so sánh khi chỉ số điều chế được thiết lập (1-D) Kết quả cho thấy cấu hình đề xuất có hệ số tăng áp vượt trội so với các cấu hình truyền thống được trình bày trong [7] và [14] Hình 3.4 (a) và 3.4 (b) minh họa sự khác biệt này, trong khi hình 3.5 (a) và 3.5 (b) chứng minh rằng giải thuật và cấu hình đề xuất đạt được hệ số tăng áp và độ lợi điện cao hơn đáng kể so với các cấu hình trước đó.
Hình 3.5 cho thấy (a) độ lợi điện áp và điện áp đặt trên Diode, (b) độ lợi điện áp và điện áp đặt trên khóa công suất Để kiểm chứng sự vượt trội về điện áp đặt trên các khóa công suất của cấu hình và giải thuật đề xuất so với cấu hình [7], [14], kết quả ở hình 3.6 (a) và (b) chỉ ra rằng độ lợi điện áp và điện áp đặt trên Diode và khóa công suất của phương pháp đề xuất thấp hơn 62.5% so với cấu hình [7], [14] khi độ lợi điện áp đạt giá trị 5.
XÂY DỰNG MÔ HÌNH VẬT LÝ-MÔ PHỎNG VÀ THỰC NGHIỆM
Kết quả mô phỏng
Nhóm nghiên cứu tiến hành mô phỏng và thực nghiệm với các thông số sau:
Bảng 4.1 Các thông số mô phỏng và thực nghiệm
Thông số các thành phần Giá trị Điện áp ngõ vào Vdc1= Vdc2 40V Điện áp hiệu dụng ngõ ra Vo 110V
Tần số ngõ ra fo 50 Hz
Tần số sóng mang fs 5 KHz
Tỉ số điều chế M 0.847 Điện cảm L1=L2 3mH
Tụ điện C 1 = C 2 2200 F Mạch lọc LC L và C 3 mH và 10 F
Mô phỏng cấu hình bộ nghịch lưu một pha năm bậc cầu H đã được thực hiện trên phần mềm PSIM Để xác minh các kết quả, nhóm nghiên cứu đã xây dựng một mô hình thử nghiệm tại phòng thí nghiệm Điện tử công suất nâng cao D405 của Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật Thành Phố Hồ Chí Minh.
Hình 4.1 trình bày kết quả mô phỏng từ trên xuống dưới, bao gồm dạng sóng dòng điện trên cuộn dây (IL1a, IL2a), (IL1b, IL2b), cùng với điện áp ngõ vào Vdc1 và điện áp trên các tụ điện VC1a, VC2a.
Vdc2, điện áp trên tụ VC1b, VC2b theo PSIM
Kết quả mô phỏng (hình 4.1) dạng sóng dòng điện trên cuộn dây (IL1a, IL2a), (IL1b,
IL2b), dạng sóng điện áp ngõ vào (Vdc1, Vdc2) và dạng sóng điện áp trên tụ (VC1a, VC1b,
Dạng sóng dòng điện của các cuộn dây tăng áp (IL1a, IL2a, IL1b và IL2b) đạt được giá trị 4.1A và 3.5A Độ gợn sóng dòng điện của cuộn dây tăng áp trong mô phỏng lần lượt là 0.28A và 0.4A, trong khi theo lý thuyết, độ gợn sóng dòng điện tính toán được là 0.275A và 0.397A, chứng minh tính chính xác của lý thuyết đã trình bày Điện áp trên tụ (C1a, C1b) và (C2a, C2b) trong mô phỏng lần lượt là 78V và 14V.
Kết quả mô phỏng dòng điện trên cuộn dây (IL1a, IL2a), điện áp trên thanh cái khi phóng lớn (VPN1), điện áp trên diode (VD2a) cho CHB-qSBI-HG
Hình 4.2 Kết quả mô phỏng từ trên xuống dưới: dạng sóng dòng điện trên cuộn dây
(IL1a, IL2a), điện áp trên thanh cái (VPN1), điện áp trên diode D2a (VD2a)
Hình 4.2, cuộn dây L1a, L2a nạp năng lượng lớn nhất trong trạng thái ST, diode D2a phân cực thuận, điện áp trên thanh cái VPN1=0 Cuộn dây L1a nạp năng lượng, cuộn dây
L2a xả năng lượng trong khi diode D2a phân cực nghịch tương ứng với trạng thái NST1 Cuộn dây IL1a và IL2a cũng xả năng lượng, với diode D2a phân cực thuận theo trạng thái NST2 Điện áp đỉnh trên thanh cái đạt 92.7V khi điện áp ngõ vào Vdc1@V, với hệ số ngắn mạch D là 0.153 và chỉ số điều chế M là 0.847.
Kết quả mô phỏng dạng sóng mô tả xung kích cho khóa S0a, S1a, S2a, S3a
Hình 4.3 Tín hiệu xung kích trên khóa S0a, S1a, S2a, S3a mô phỏng
Hình 4.3, kết quả mô phỏng xung kích các khóa S0a, S1a, S2a, S3a phù hợp với lý thuyết đã trình bày ở trên
Kết quả mô phỏng dạng sóng điện áp ngõ ra năm bậc (V0), điện áp bậc 1 trên tải
R (VR) và dạng sóng dòng điện trên tải (IR)
Hình 4.4 Dạng sóng VO, VR và IR trên PSIM
Kết quả mô phỏng cho thấy điện áp đầu ra có năm mức: +190V, +95V, 0V, -95V, và -190V Giá trị hiệu dụng của điện áp bậc một trên tải được xác định từ các mức điện áp này.
R khi mô phỏng là 110V (VRMS), giá trị hiệu dụng dòng điện là 2.76 A khi điện áp ngõ vào Vdc1=Vdc2@V, hệ số ngắn mạch D=0.153 và chỉ số điều chế M=0.847
Hình 4.5 trình bày kết quả mô phỏng FFT của dòng điện và điện áp ngõ ra (IR và VR) Biên độ hài bậc một của dòng điện và điện áp ngõ ra lần lượt là 4.01A và 160V Độ méo dạng dòng điện và điện áp ngõ ra (THDi và THDu) đạt 1.54% và 36.3% tại trị hiệu dụng dòng điện ngõ ra 2.77A và trị hiệu dụng điện áp 110V Kết quả THDi này đáp ứng tiêu chí nhỏ hơn 5% theo tiêu chuẩn IEC61000-4-30 Edition 2 Class A.
Hình 4.6 cho thấy kết quả mô phỏng FFT của dòng điện và điện áp ngõ ra (IR và VR), đồng thời so sánh chất lượng điện áp ngõ ra (THD) giữa hai cấu hình: cấu hình đề xuất và cấu hình [14] Theo hình 4.6, giá trị THD của điện áp ngõ ra trong cấu hình đề xuất tại chỉ số điều chế 0.75 giảm hơn 50% so với cấu hình [14] Hơn nữa, với thuật toán tạo ra điện áp 5 bậc tại ngõ ra, chất lượng điện áp ngõ ra được cải thiện đáng kể so với cấu hình [14], trong khi cấu hình [14] chỉ tạo ra 3 bậc điện áp ngõ ra.
Kết quả thực nghiệm
Kết quả thực nghiệm cho thấy dạng sóng dòng điện trên cuộn dây (IL1a, IL2a), dạng sóng điện áp ngõ vào (Vdc1, Vdc2) và dạng sóng điện áp trên tụ (VC1a, VC1b) được trình bày trong hình 4.7.
Hình 4.7 trình bày kết quả thực nghiệm về dạng sóng dòng điện trên cuộn dây IL1a và IL2a, cùng với các điện áp ngõ vào Vdc2, điện áp trên tụ VC1b, Vdc1 và tụ VC1a Độ gợn sóng dòng điện của cuộn dây tăng áp IL1a và IL2a trong thực nghiệm lần lượt là 0.3A và 0.4A, tương ứng với kết quả mô phỏng, chứng minh tính chính xác của lý thuyết Điện áp trên tụ C1a và C1b trong thực nghiệm lần lượt đạt 73.5V và 74V, cho thấy sự chênh lệch không đáng kể giữa giá trị điện áp của các tụ điện trong mô phỏng và thực nghiệm.
Kết quả thực nghiệm dòng điện trên cuộn dây (IL1a, IL2a), điện áp trên thanh cái (VPN1), điện áp trên diode (VD2a) cho CHB-qSBI-HG
Hình 4.8 Kết quả thực nghiệm từ trên xuống dưới: dạng sóng dòng điện trên cuộn dây
(IL1a, IL2a), điện áp trên thanh cái (VPN1), điện áp trên diode D2a (VD2a)
Hình 4.8, cuộn dây L1a, L2a nạp năng lượng lớn nhất trong trạng thái ST, diode D2a phân cực thuận, điện áp trên thanh cái VPN1=0 Cuộn dây L1a nạp năng lượng, cuộn dây
Khi L2a xả năng lượng, diode D2a phân cực nghịch tương ứng với trạng thái NST1 Ngược lại, khi cuộn dây IL1a, IL2a xả năng lượng, diode D2a phân cực thuận theo trạng thái NST2 Trong quá trình mô phỏng, giá trị điện áp trên diode D2a là VD2axV, với giá trị thực nghiệm VD2a đạt 72V Điện áp đỉnh trên thanh cái được xác định là 90V khi điện áp ngõ vào Vdc1@, với hệ số ngắn mạch D là 0.153 và chỉ số điều chế M là 0.847.
Kết quả thực nghiệm dạng sóng mô tả xung kích cho khóa S0a, S1a, S2a, S3a
Hình 4.9 Tín hiệu xung kích cho các khóa S0a, S1a, S2a, S3a thực nghiệm
Hình 4.9, kết quả thực nghiệm xung kích các khóa S0a, S1a, S2a, S3a phù hợp với kết quả mô phỏng trong PSIM
Kết quả thực nghiệm cho thấy dạng sóng điện áp năm bậc ngõ ra (VO) và điện áp bậc một trên tải R (VR), cùng với dạng sóng dòng điện trên tải R (IR) được trình bày trong hình 4.10.
Hình 4.10 Dạng sóng điện áp năm bậc ngõ ra (VO), điện áp trên tải (VR) và dòng điện trên tải R (IR) thực nghiệm
Kết quả thực nghiệm cho thấy điện áp ngõ ra có 5 mức độ, bao gồm +190V, +95V, 0V, -190V và -95V Giá trị hiệu dụng điện áp bậc một trên tải R trong mô phỏng đạt 110V (VRMS), trong khi giá trị thực nghiệm là 104V (VRMS) Đối với dòng điện, giá trị hiệu dụng mô phỏng là 2.76 A, còn giá trị thực nghiệm là 2.63 A khi điện áp ngõ vào.
Trong quá trình mô phỏng, giá trị dòng điện và điện áp ngõ ra của Vdc1 và Vdc2 đều đạt V, với hệ số ngắn mạch D là 0.153 và chỉ số điều chế M là 0.847 Mặc dù có sự chênh lệch giữa kết quả mô phỏng và thực nghiệm, nhưng mức độ chênh lệch này không đáng kể, chủ yếu do tổn hao công suất trên mô hình thực tế.
