Thông tin chung
- Tên đề tài: “Giải thuật PWM cải thiện độ lợi điện áp cho nghịch lưu tăng áp
3 bậc hình T tựa khóa chuyển mạch”
- Chủ nhiệm: Đỗ Đức Trí
- Cơ quan chủ trì: Đại học Sư phạm Kỹ thuật Thành phố Hồ Chí Minh
- Thời gian thực hiện: 12 tháng.
Mục tiêu
Đề tài nghiên cứu với các tiêu chí sau:
- Xây dựng cơ sở lý thuyết về cấu hình nghịch lưu tăng áp 3 bậc hình T tựa khóa chuyển mạch có khả năng cải thiện độ lợi điện áp
- Xây dựng file mô phỏng nghịch lưu tăng áp 3 bậc hình T tựa khóa chuyển mạch có khả năng cải thiện độ lợi điện áp bằng phần mềm PSIM
Nhúng phần mềm mô phỏng vào Card DSP giúp điều khiển mô hình nghịch lưu tăng áp 3 bậc hình T, từ đó nâng cao khả năng cải thiện độ lợi điện áp.
Tính mới và sáng tạo
The article "Three-Level Quasi-Switched Boost T-Type Inverter: Analysis, PWM Control, and Verification" by Duc-Tri Do and Minh-Khai Nguyen, published in the IEEE Transactions on Industrial Electronics, explores the advantages of a three-level quasi-switched boost T-type inverter It presents a detailed analysis, discusses pulse-width modulation (PWM) control techniques, and verifies the performance of the inverter, highlighting its potential applications in industrial electronics.
8329, October 2018”, hệ số tăng áp, độ lợi điện áp được cải thiện.
Kết quả nghiên cứu
Bài viết trình bày việc xây dựng cơ sở lý thuyết, mô phỏng và kết quả thực nghiệm cho nghịch lưu tăng áp 3 bậc hình T với công nghệ chuyển mạch, nhằm cải thiện độ lợi điện áp Các nghiên cứu này không chỉ cung cấp cái nhìn sâu sắc về nguyên lý hoạt động của hệ thống mà còn chứng minh hiệu quả của nó trong việc nâng cao điện áp đầu ra.
- Hoàn thành viết sở hữu trí tuệ cho nghịch lưu tăng áp 3 bậc hình T tựa khóa chuyển mạch (quyết định chấp nhận đơn).
Sản phẩm
- Sản phẩm khoa học: Bài báo SCIE Q2 journal energies
- Sản phẩm ứng dụng: Hoàn thành viết sở hữu trí tuệ cho nghịch lưu tăng áp 3 bậc hình T tựa khóa chuyển mạch (quyết định chấp nhận đơn)
Hiệu quả, phương thức chuyển giao kết quả nghiên cứu và khả năng áp dụng
- Cơ sở lý thuyết cho giảng dạy và nghiên cứu;
- Nghịch lưu ba pha ba bậc hình T với độ lợi điện áp cao được điều khiển bởi card DSP
General information
Project title: PWM strategy to improve voltage gain for three-level quasi switche boost T-Type inverter
Implementing institution: Ho Chi Minh City University of Technology and Education
Objective(s)
- To present the literature review of the three-level quasi switche boost T-Type inverter with high voltage gain
- To simulate the three-level quasi switche boost T-Type inverter with high voltage gain using PSIM
- To embed the simulation program into a DSP card for controlling the with high voltage gain.
Creativeness and innovativeness
- Constructing math equations, mathematical models and control algorithms for the three-level quasi switche boost T-Type inverter with high voltage gain
- Introducing the modern control algorithms for the inverter
- Increasing the voltage gain of the inverter and maintaining the ability to work in boost conditions
- Reducing the voltage stress the power switches of the three-level quasi switche boost T-Type inverter
- Applying DSP controller for the three-level quasi switche boost T-Type inverter with high voltage gain
Research results
- Constructing math equations, mathematical models and control algorithms for the three-level quasi switche boost T-Type inverter with high voltage gain
- Constructing a simulation file for the three-level quasi switche boost T-Type inverter with high voltage gain
- A prototype is constructed to get experimental results to be compared to simulation results.
Products
- 01 simulation file for the three-level quasi switche boost T-Type inverter with high voltage gain
- 01 file to embed into the prototype
- 01 article SCIE Q2 and 01 Intellectual Property for the three-level quasi switche boost T-Type inverter (acceptance of the application)
- 01 CD which includes a simulation file of the quasi switche boost T-Type three level inverter with high voltage gain.
Effects, transfer alternatives of reserach results and applicability
- The theoretical background for teaching and research
- Three-level quasi switche boost T-Type inverter with high voltage gain is controlled and embedded by the DSP card
Trong những năm gần đây, sự phát triển mạnh mẽ của khoa học kỹ thuật và công nghệ đã tác động sâu sắc đến lĩnh vực Điện - Điện tử Sự chuyển biến này không chỉ diễn ra về lý thuyết mà còn ảnh hưởng đến thực tiễn trong đời sống công nghệ Người dùng có thể lựa chọn các mạch điều khiển phù hợp với nhu cầu và mục đích của mình Trong môi trường giáo dục, việc kết hợp lý thuyết và thực hành là rất quan trọng Để đáp ứng nhu cầu này, tác giả đã nghiên cứu bộ “Giải thuật PWM cải thiện độ lợi điện áp cho nghịch lưu tăng áp 3 bậc hình T tựa khóa chuyển mạch”, tạo tiền đề cho sự phát triển của các hệ nghịch lưu đa bậc đang được quan tâm trên thế giới.
Tính cấp thiết của đề tài
Ngày nay, nghịch lưu đa bậc trở nên phổ biến trong các hệ thống điện Việc cải thiện kích thước của hệ thống trong khi duy trì điện áp và dòng điện ngõ ra với chỉ số THD không đổi là rất quan trọng Nghiên cứu này đề xuất một cấu hình nghịch lưu tăng áp tựa khóa chuyển mạch hình T 3 bậc, nhằm nâng cao khả năng cải thiện độ lợi điện áp của nghịch lưu tăng áp 3 bậc hình T.
Mục tiêu nghiên cứu
✓ Cơ sở lý thuyết về cấu hình nghịch lưu tăng áp 3 bậc hình T tựa khóa chuyển mạch có khả năng cải thiện độ lợi điện áp
✓ Mô phỏng bộ nghịch lưu tăng áp 3 bậc hình T tựa khóa chuyển mạch có khả năng cải thiện độ lợi điện áp sử dụng phần mềm PSIM
Nhúng phần mềm mô phỏng vào Card DSP giúp điều khiển mô hình nghịch lưu tăng áp 3 bậc hình T, qua đó cải thiện độ lợi điện áp hiệu quả.
Ý nghĩa khoa học, thực tiễn của đề tài
Nghiên cứu các giải pháp điều khiển mới cho bộ nghịch lưu tăng áp tựa khóa chuyển mạch 3 bậc hình T sẽ mang lại nhiều lợi ích, bao gồm giảm điện áp trên bán dẫn công suất, cải thiện hệ số tăng áp, giảm độ gợn dòng điện của cuộn dây tăng áp và nâng cao độ lợi điện áp của bộ chuyển đổi Đề tài này hứa hẹn sẽ nâng cao chất lượng điện năng của hệ thống.
Những đóng góp của đề tài
Đề tài có những đóng góp sau:
- Xây dựng phương trình toán, mô hình toán theo cơ sở lý thuyết, mô phỏng kiểm chứng cơ sở lý thuyết có phù hợp hay không
- Giải thuật theo hướng điều khiển hiện đại
- Đề tài đã cải thiện hệ số tăng áp và độ lợi điện áp
Dựa trên cơ sở lý thuyết và mô phỏng, chúng tôi tiến hành chế tạo mô hình thực tế và tích hợp chương trình mô phỏng vào mô hình này Qua đó, chúng tôi cải tiến mô hình và chuyển giao công nghệ cho các cơ sở có nhu cầu sử dụng.
Cấu trúc của đề tài
Cấu trúc của đề tài được mô tả ở phần mục lục Cụ thể gồm 5 chương:
Chương 2: Cơ sở lý thuyết
Chương 3: Nội dung đề tài
Chương 4: Xây dựng mô hình thực nghiệm Chương 5: Kết luận
TỔNG QUAN
Nghịch lưu áp 3 pha 3 bậc hình T ở nước ngoài
Nghiên cứu về nghịch lưu đa bậc đã được thực hiện tại các phòng thí nghiệm ở Ấn Độ, Hàn Quốc, Trung Quốc và tập trung vào hai hướng chính Một số công trình tiêu biểu trong lĩnh vực này bao gồm các tác giả nổi bật.
- M Sahoo, Si Keerthipati, “Fault-tolerant three-level boost inverter with reduced source and LC count,” IET Power Electron., vol 11, pp 399– 405, Fed 2018
In their 2018 study published in the IEEE Transactions on Industrial Electronics, C Qin et al introduced an innovative space vector modulation scheme specifically designed for a quasi-Z-source three-level T-type inverter This approach aims to effectively reduce common-mode voltage, addressing a significant challenge in inverter technology The research findings, detailed in volume 65, issue 10, pages 8340–8350, contribute valuable insights to the field of industrial electronics and enhance the performance of power electronic systems.
C Qin et al present a novel scheme for the quasi-Z-source three-level T-type inverter that effectively reduces common-mode voltage while ensuring neutral-point voltage balance Their research, published in the IEEE Transactions on Industrial Electronics, highlights the significance of this approach in enhancing inverter performance and reliability The proposed method addresses critical challenges in inverter design, making it a valuable contribution to the field of industrial electronics.
Nghiên cứu nghịch lưu áp 3 pha 3 bậc hình T ở Việt Nam
Điều khiển nghịch lưu 3 pha 3 bậc hình T đang được nghiên cứu tại các trường đại học trên toàn quốc, cho phép kết hợp hiệu quả với pin mặt trời để cung cấp điện xoay chiều 1 pha.
Sử dụng năng lượng tái tạo như năng lượng gió, thủy điện và mặt trời đang trở nên cấp bách trong bối cảnh hiện nay Điều này không chỉ áp dụng cho thiết bị dân dụng mà còn cho thiết bị điện công nghiệp Việc chuyển đổi sang các nguồn năng lượng này sẽ giúp giảm thiểu tác động tiêu cực đến môi trường và nâng cao hiệu quả sử dụng năng lượng.
Nghịch lưu áp 3 pha 3 bậc hình T đang được ứng dụng rộng rãi trong thực tiễn Gần đây, một số tác giả trong nước đã tiến hành nghiên cứu về cấu trúc hình T này.
Nguyễn Đình Tuyên đã trình bày nghiên cứu về "Điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu ba pha ba bậc kiểu T trong điều kiện sự cố" tại Hội nghị VCCA 2017 Tác giả đã khắc phục sự cố bằng cách điều chế lại độ rộng xung để bổ sung biên độ bị mất Tuy nhiên, cấu hình này dẫn đến việc điện áp ngõ ra thấp hơn điện áp ngõ vào, khiến cho bộ nghịch lưu phải hoạt động trong hai chặng, gây khó khăn trong việc điều khiển.
- Để khắc phục nghiên cứu của [5]:
Nguyễn Trung Hiếu, Nguyễn Minh Khai và Đỗ Đức Trí đã trình bày bài báo "Hệ thống bộ nghịch lưu T-type ba mức Z-source chịu lỗi," tại Hội nghị triển lãm quốc tế lần 4 về điều khiển và tự động hóa VCCA 2017 vào tháng 12 năm 2017 Bài báo này không chỉ tập trung vào việc điều khiển bộ nghịch lưu trong một giai đoạn mà còn giải quyết vấn đề lỗi hở mạch khi một trong ba pha gặp sự cố.
- Duc-Tri Do, Minh-Khai Nguyen, “Three-Level Quasi-Switched Boost T-Type Inverter: Analysis, PWM Control, and Verification,” IEEE Transactions on industrial electronics, Vol 65, No 10, October 2018
- D T Do, M K Nguyen, T H Quach, V T Tran, F Blaabjerg, and D M Vilathgamuwa, “A PWM Scheme for a Fault-Tolerant Three-Level Quasi- Switched Boost T-Type Inverter,” IEEE J Emerg Sel Top Power Electron., vol
CƠ SỞ LÝ THUYẾT CHO BỘ NGHỊCH LƯU ÁP 3 PHA 3 BẬC HÌNH T
Cấu hình nghịch lưu truyền thống
Các cấu hình nghịch lưu áp truyền thống bao gồm nghịch lưu Diode kẹp (NPC), nghịch lưu ghép tầng (Cascade) và nghịch lưu tụ kẹp (Flying Capacitor) Gần đây, một số cấu hình nghịch lưu mới như cấu hình lai (Hybrid) và cấu hình nghịch lưu hình T đã được đề xuất, cho thấy nhiều ưu điểm vượt trội Hình 2.1 minh họa cấu hình nghịch lưu 3 pha 3 bậc hình T, bao gồm 12 khóa bán dẫn S 1x.
Cấu hình nghịch lưu truyền thống, như thể hiện trong Hình 2.1, hoạt động như một bộ chuyển đổi giảm áp Trong cấu hình này, hai khóa bán dẫn trên cùng một nhánh (S1x và S4x, S1x và S2x, S3x và S4x) không được phép dẫn điện đồng thời, vì điều này có thể gây ra hiện tượng ngắn mạch và làm hư hỏng thiết bị.
Hình 2.1: Bộ nghịch lưu hình T (T-Type) ba pha truyền thống Điện áp ngõ ra của nghịch lưu ba bậc hình T truyền thống được xác định theo phương trình (2.1):
Với M là chỉ số điều chế, V PN là điện áp trên thanh cái, và V C là điện áp trên tụ C Các nguồn năng lượng mới như pin mặt trời (PV) và pin nhiên liệu (Fuel Cell) cung cấp điện áp một chiều với giá trị ổn định.
Điện áp thấp và không ổn định phụ thuộc vào thời gian và môi trường làm việc Để sử dụng các nguồn năng lượng mới, việc chuyển đổi sang điện áp xoay chiều 220V/380V cần đảm bảo rằng điện áp một chiều trước khi đưa vào bộ nghịch lưu phải lớn hơn 541 VDC.
Điện áp một chiều có giá trị lớn có thể đạt được bằng cách mắc nối tiếp các tấm pin điện áp thấp, tuy nhiên điều này yêu cầu số lượng pin nhiều và diện tích lắp đặt rộng, phù hợp với hệ thống công suất lớn Đối với các hệ thống công suất nhỏ, để chuyển đổi từ nguồn điện áp thấp sang điện xoay chiều 220V/380V, thường sử dụng máy biến áp tần số thấp 50Hz hoặc bộ tăng áp điện một chiều (DC-DC Boost Converter) để tăng điện áp đầu ra.
BỘ NGHỊCH LƯU DC-AC
Hình 2.2: Sơ đồ khối của bộ nghịch lưu truyền thống sử dụng máy biến áp tần số thấp
Các tấm pin mặt trời hoặc pin nhiên liệu được kết nối thành dãy nguồn điện một chiều với điện áp từ 150V đến 300V, tùy thuộc vào điều kiện môi trường Sau khi qua bộ nghịch lưu, điện áp này chuyển thành xoay chiều 110V và được nâng cao bằng máy biến áp 50Hz Tuy nhiên, giải pháp sử dụng máy biến áp tần số thấp có hiệu suất kém do kích thước lớn, tạo sóng hài và nhiễu, nên ít được ưa chuộng Hiện nay, giải pháp sử dụng bộ tăng áp DC-DC đang trở nên phổ biến hơn.
BỘ TĂNG ÁP DC-DC
BỘ NGHỊCH LƯU DC-AC
Hình 2.3: Sơ đồ khối của bộ nghịch lưu truyền thống sử dụng máy biến áp tần số thấp
Tuy nhiên, những cấu hình nghịch lưu truyền thống kết hợp với bộ tăng áp DC-
DC đầu vào có một vài bất lợi đó là:
- Sử dụng hai bộ chuyển đổi (DC-DC và DC-AC) khả năng phối hợp giữa hai chặng kém
- Vấn đề ngắn mạch của hai khóa bán dẫn trên cùng một nhánh của nghịch lưu chưa được giải quyết
- Để giải quyết những nhược điểm của bộ nghịch lưu truyền thống, bộ nghịch lưu nguồn Z (Z-source inverter) đã được đề xuất với các đặc tính cơ bản:
- Có khả năng tăng áp, giảm áp với một chặng chuyển đổi duy nhất (Single-Stage)
Việc cho phép cả hai khóa bán dẫn hoạt động đồng thời trên cùng một nhánh giúp loại bỏ nhu cầu sử dụng các bộ dead-time trong quá trình điều khiển, từ đó giảm tổng độ méo dạng sóng hài (THD) của điện áp ngõ ra và cải thiện hiệu suất của bộ chuyển đổi.
Bộ nghịch lưu nguồn Z
Mạng nguồn Z, như trình bày trong Hình 2.4, kết nối giữa hai nguồn DC đầu vào và bộ nghịch lưu Cấu trúc của mạng nguồn Z bao gồm hai cuộn cảm, hai tụ điện và hai diode, tất cả đều có giá trị bằng nhau.
Hình 2.4: Bộ nghịch lưu 3 bậc hình T nguồn Z (3L-ZST 2 I)
Mạch nghịch lưu ba bậc hình T nguồn Z sử dụng cấu trúc điện kháng với 2 tụ điện và 2 cuộn cảm được kết nối theo hình chữ X Cấu hình này mang lại nhiều ưu điểm nổi bật.
- Có khả năng tăng áp, giảm áp với một chặng chuyển đổi duy nhất (Single-Stage)
Cả hai khóa bán dẫn có thể hoạt động đồng thời trên cùng một nhánh, loại bỏ nhu cầu sử dụng các bộ dead-time trong quá trình điều khiển Điều này giúp giảm độ méo dạng của điện áp ngõ ra (THD) và cải thiện hiệu suất của bộ chuyển đổi.
Mặc dù cấu hình này mang lại những lợi ích nhất định, nhưng nhược điểm lớn nhất là dòng điện ngõ vào không ổn định, điều này gây ra hạn chế cho các ứng dụng trong hệ thống năng lượng mặt trời (PV) và pin nhiên liệu.
Nguyên lý hoạt động của nghịch lưu 3 bậc nguồn Z dựa vào hai trạng thái chính: trạng thái không ngắn mạch (NST) và trạng thái ngắn mạch (ST) Trong trạng thái NST, mạch nghịch lưu hoạt động giống như một bộ nghịch lưu 3 bậc hình T truyền thống, nơi năng lượng được chuyển từ nguồn DC sang điện áp pha – tâm nguồn Trong quá trình hoạt động, điện áp pha – tâm nguồn sẽ đạt được mức điện áp tối ưu.
“+V PN /2” khi được kích đóng khóa S1x, S2x hoặc đạt được mức điện áp “-V PN /2” khi được kích khóa S 3x , S 4x và bằng “0 V” khi kích khóa S 2x , S 3x Kết quả là, cả nguồn
Trong mạch điện, nguồn vào V dc cùng với các cuộn cảm L1 và L2 nạp cho tụ điện C1 và C2, đồng thời cung cấp năng lượng cho tải Trong quá trình này, hai diode D1 và D2 được phân cực thuận Tương tự, trong trạng thái ST, các khóa S1x và S4x (với x = a, b, c) hoạt động trong chế độ nghịch.
Khi lưu hình T được kích hoạt "ON", các tụ điện C1 và C2 sẽ nạp cho cuộn dây L1 và L2 Trong thời gian này, hai diode D1 và D2 được phân cực ngược Điện áp DC-link của nghịch lưu 3 bậc hình T nguồn Z được xác định như sau:
− (2.2) Điện áp ngõ ra của nghịch lưu 3 bậc hình T nguồn Z được xác định là:
Bộ nghịch lưu hình T 3 bậc tựa nguồn Z (3L-qZST 2 I)
Các nhà nghiên cứu [17]-[20] đã trình bày cấu hình qZSI nhằm khắc phục dòng đầu vào không liên tục Cấu hình này được trình bày như Hình 2.5:
Hình 2.5: Bộ nghịch lưu hình T tựa nguồn Z ba bậc (3L-qZST 2 I)
Mạch nghịch lưu hình T tựa nguồn Z ba bậc sử dụng một mạng nguồn kháng gồm
4 tụ điện và 4 cuộn cảm được nối với nhau (Hình 2.5) Ưu điểm của cấu hình này:
- Có khả năng tăng-giảm áp với một chặng chuyển đổi duy nhất (Single-Stage) DC – AC
Việc cho phép cả hai khóa bán dẫn hoạt động đồng thời trên cùng một nhánh giúp loại bỏ sự cần thiết của các bộ dead-time trong quá trình điều khiển Điều này không chỉ giảm độ méo dạng của điện áp ngõ ra (THD) mà còn nâng cao hiệu suất của bộ chuyển đổi.
- Dòng điện ngõ vào được cải thiện phù hợp với hệ thống có công suất trung bình và thấp như hệ thống solar cell, pin nhiên liệu,
Cấu hình này có nhược điểm là sử dụng nhiều phần tử thụ động, dẫn đến chi phí, kích thước và trọng lượng của hệ thống tăng cao.
Nguyên lý hoạt động của nghịch lưu hình T tựa nguồn Z 3 bậc dựa vào hai trạng thái chính: trạng thái không ngắn mạch (NST) và trạng thái ngắn mạch (ST) Trong trạng thái không ngắn mạch, mạch nghịch lưu hình T tạo ra ba mức điện áp là “+V PN /2”.
Trong mạch nghịch lưu hình T, điện áp ngõ ra có thể đạt được các mức “+V PN /2”, “0V” và “-V PN /2” bằng cách kích dẫn các khóa bán dẫn S 1x, S 2x, S 3x và S 4x một cách hợp lý Cụ thể, khi S 1x và S 2x được kích, điện áp ngõ ra sẽ là “+V PN /2” Khi S 2x và S 3x được kích, điện áp ngõ ra sẽ là “0V” Cuối cùng, khi S 3x và S 4x được kích, điện áp ngõ ra sẽ đạt mức “-V PN /2” Trong quá trình này, năng lượng từ nguồn DC cùng với 4 cuộn dây được chuyển đổi sang điện áp pha – tâm nguồn.
Tụ điện C3 được nạp từ nguồn Vdc cùng với hai cuộn dây L1 và L2, trong khi tụ điện C1 và C4 được nạp từ cuộn dây L3 và L4 thông qua diode D1 và D2 ở trạng thái phân cực thuận Khi ở trạng thái ngắn mạch (ST), tất cả các khóa bán dẫn trên nhánh nghịch lưu được kích hoạt đóng Tụ điện C2 và C3 nạp cho cuộn dây L3 và L4, trong khi tụ điện C1, C4 và nguồn Vdc nạp cho cuộn dây L1 và L2, với diode D1 và D2 bị phân cực ngược Điện áp trên thanh cái (V PN) của nghịch lưu hình T tựa nguồn Z3 bậc được xác định.
− (2.4) Điện áp ngõ ra của nghịch lưu hình T tựa nguồn Z ba bậc được xác định là:
Cấu hình nghịch lưu tăng áp tựa khóa chuyển mạch ba bậc NPC (3L-NPC-
Như đã trình bày, các cấu hình nghịch lưu tăng áp ba bậc ở trên vẫn còn tồn tại những bất lợi cần được cải thiện như:
- Dòng điện ngõ vào không liên tục trong nghịch lưu nguồn Z.
I)
Cấu hình nghịch lưu tăng áp tựa khóa chuyển mạch ba bậc NPC (3L-NPC-
Kỹ thuật PWM truyền thống được áp dụng để điều khiển mạch nghịch lưu hình T 3 pha 3 bậc, sử dụng hai tín hiệu sóng mang kết hợp với một tín hiệu sine nhằm tạo ra các xung kích cho các khóa.
Trong mạch nghịch lưu, có 20 bán dẫn cho mỗi pha và các phương pháp điều khiển khác nhau được áp dụng tùy thuộc vào tín hiệu sóng mang Ba phương pháp chính được sử dụng là POD, APOD và PD Đối với cấu hình nghịch lưu ba bậc, POD và APOD sử dụng tín hiệu sóng mang giống nhau, như thể hiện trong Hình 2.7, và sự khác biệt giữa chúng chỉ rõ ràng khi số bậc của bộ nghịch lưu lớn hơn 3 Phương pháp PD sử dụng hai tín hiệu sóng mang có biên độ chênh lệch một đơn vị và cùng góc pha, như mô tả trong Hình 2.8 Trong ba phương pháp này, PD là phương pháp tạo ra điện áp ngõ ra với độ méo dạng sóng hài thấp nhất.
Hình 2.7: Phương pháp POD và APOD cho mạch nghịch lưu 3 pha 3 bậc hình T
Hình 2.8: Phương pháp PD cho mạch nghịch lưu 3 pha 3 bậc hình T
Phương pháp PS là một trong những kỹ thuật phổ biến, đặc biệt trong các cấu trúc nghịch lưu một chặng Phương pháp này sử dụng hai tín hiệu sóng mang có cùng biên độ nhưng có sự lệch pha.
Phương pháp sử dụng 21 pha với góc 180 độ kết hợp ba tín hiệu sóng sine để tạo ra xung kích cho các khóa bán dẫn, như thể hiện trong Hình 2.9, mang lại lợi ích giảm giá trị hiệu dụng và đỉnh-đỉnh của điện áp common-mode Tuy nhiên, nhược điểm của phương pháp này là số lần chuyển mạch trong một chu kỳ sóng mang cao gấp đôi so với các phương pháp khác, dẫn đến tổn hao do hiện tượng chuyển mạch cũng tăng lên Thêm vào đó, tổng hài số (THD) của dòng điện và điện áp ngõ ra cao hơn so với phương pháp PD, gây bất lợi cho các ứng dụng yêu cầu chất lượng điện năng tốt.
Hình 2.9: Phương pháp PS cho mạch nghịch lưu 3 pha 3 bậc hình T
Các phương pháp điều khiển sine PWM cho mạch 3L-T 2 I sử dụng tín hiệu dạng sine để phát xung kích cho các khóa bán dẫn Mỗi pha sẽ có một tín hiệu sine riêng biệt được xác định theo các tiêu chí cụ thể.
Trong đó: m là chỉ số điều chế có giới hạn như sau:
Khi chỉ số điều chế (m) vượt quá 1, mạch nghịch lưu sẽ hoạt động ở chế độ quá điều chế, dẫn đến sự gia tăng đáng kể độ méo dạng sóng hài (THD) của điện áp ngõ ra Điện áp đỉnh của sóng hài bậc một trong điện áp ngõ ra có thể được xác định bằng công thức cụ thể.
Phương pháp điều chế độ rộng xung sine thường được sử dụng với các ưu điểm như: Đơn giản, dễ thực hiện
Việc điều chỉnh giá trị biên độ và tần số điện áp ngõ ra được thực hiện dễ dàng bằng cách điều chỉnh chỉ số điều chế (m) và tần số của các tín hiệu điều chế dạng sine.
Hình 2.10: Giải thuật điều khiển cho nghịch lưu ba bậc nguồn Z và nghịch lưu ba bậc tựa nguồn Z
Giải thuật điều khiển cho nghịch lưu ba bậc nguồn Z được trình bày trong Hình 2.10, trong đó trạng thái ngắn mạch được tạo ra bằng cách kích đóng các khóa nghịch lưu (S 1a - S 4a), nhằm đảm bảo khả năng tăng áp.
Phương pháp chèn xung ngắn mạch cho mạch nghịch lưu, như thể hiện trong Hình 2.10, giúp tăng điện áp DC-link mà không làm ảnh hưởng đến điện áp đầu ra Đồng thời, phương pháp ngắn mạch này cũng giải quyết các vấn đề tồn tại của nghịch lưu truyền thống.
Hình 2.11: Kỹ thuật dịch sóng mang để giảm độ gợn dòng điện của cuộn dây
Nghịch lưu nguồn Z, được phát triển bởi F Z Peng vào năm 2003, đã trải qua nhiều nghiên cứu và cải tiến từ các nhà nghiên cứu khác nhau Tính đến hiện tại, nhiều nghiên cứu [8]-[13] đã đóng góp vào việc phát triển và tối ưu hóa công nghệ này.
Kỹ thuật giải thuật nghịch lưu nguồn Z, như được nêu trong [25], áp dụng giải thuật dịch sóng mang để giảm độ gợn dòng điện của cuộn dây và cải thiện độ lợi điện áp Phương pháp điều khiển PWM sử dụng kỹ thuật dịch pha (PS), với sóng mang được dịch trong khoảng từ 0° đến 180° Tuy nhiên, việc xác định vị trí sóng mang ở góc pha phù hợp để giảm độ gợn dòng điện của cuộn dây tăng áp là rất quan trọng, vì nó ảnh hưởng đến kết luận khoa học của đề tài Hình 2.11 minh họa sóng mang được dịch pha 45° và 90°.
Trong trường hợp dịch pha sóng mang 45 độ so với sóng mang chuẩn, tỷ số ngắn mạch D0 bị giới hạn khi áp dụng kỹ thuật chèn xung xen kẽ, trong khi cạnh xuống của xung được mở rộng, dẫn đến quá trình nạp xả cuộn dây tăng áp không đối xứng và phân bố công suất giữa mạng nguồn kháng và bộ nghịch lưu trở nên phức tạp Ngược lại, khi sóng mang dịch pha 180 độ, hai sóng mang sẽ đối xứng nhau, cho phép kỹ thuật điều khiển PWM chỉ áp dụng kỹ thuật chèn xung đồng thời Dịch sóng mang một góc 90 độ được xác định là giải pháp tối ưu để giảm độ gợn dòng điện, cải thiện phân bố công suất giữa mạng nguồn kháng và bộ nghịch lưu, đồng thời tăng hệ số tăng áp.
Giải thuật cân bằng tụ cho nghịch lưu tăng áp tựa khóa chuyển mạch 3 bậc hình T
PW M Ge n er a to r PWM Điều khiển điện áp ngõ ra Điều khiển điện áp DC-Link Điều khiển cân bằng tụ
Hình 2.12: Sơ đồ điều khiển cân bằng tụ và ổn định điện áp ngõ ra
Cơ sở giải thích việc cân bằng điện áp trên tụ được thực hiện thông qua xung điều khiển cho các khóa T1 và T2, được tạo ra từ Vtri2, ±VST và ±Vcon Điện áp trên tụ VC1 và VC2 được hình thành nhờ vào sự hoạt động của hai khóa này.
Khi trích một phần xung từ khóa T2 để bổ sung cho khóa T1, điện áp trên tụ C1 sẽ cao hơn điện áp trên tụ C2 Ngược lại, nếu trích một phần xung từ khóa T1 để bổ sung cho khóa T2, điện áp trên tụ C2 sẽ vượt trội hơn điện áp trên tụ C1.
Sai lệch điện áp trên tụ C1 và điện áp trên tụ C2 được xác định như sau:
Với vdif là điện áp sai lệch của tụ C1 và tụ C2
Tổng thời gian điều chỉnh được sử dụng để thay thế trong trạng thái không ngắn mạch 1 cho trạng thái không ngắn mạch 2 được định nghĩa như sau:
Trong một chu kỳ, ∆t đại diện cho thời gian điều chỉnh giữa trạng thái không ngắn mạch 1 và trạng thái không ngắn mạch 2 Tại đây, tNST1 và tNST2 là khoảng thời gian tương ứng của hai trạng thái không ngắn mạch khi PWM của T1 và T2 hoạt động bình thường Tỷ số điều chỉnh α được xác định trong khoảng từ 0 đến 1 (0 < α ≤ 1).
Phương pháp cân bằng tụ được phân tích trong 2 trường hợp phụ thuộc vào dấu của vdif
Trong trường hợp 1, khi dấu của vdif là dương, để đạt được cân bằng tụ, tổng thời gian của trạng thái không ngắn mạch 1 và trạng thái không ngắn mạch 2 trong mỗi chu kỳ cần được định nghĩa lại.
Với t’NST1 and t’NST2 là khoảng là thời gian được định nghĩa lại giữa trạng thái không ngắn mạch 1 và trạng thái không ngắn mạch 2 trong 1 chu kỳ
Trong trường hợp 2, khi dấu của vdif là âm, để đạt được cân bằng tụ, tổng thời gian của trạng thái không ngắn mạch 1 và trạng thái không ngắn mạch 2 trong mỗi chu kỳ cần được định nghĩa lại.
Lưu ý: giá trị lớn sẽ dẫn đến tốc độ cân bằng điện áp trên tụ nhanh hơn
Phương pháp điều khiển cân bằng tụ được chia thành hai phần chính: điều khiển điện áp DC-link và điều khiển điện áp đầu ra Để đảm bảo ổn định cho điện áp DC-link, giá trị này được tính bằng tổng điện áp của hai tụ C1 và C2.
C2, sự chênh lệch giữa điện áp DC-link mong muốn và DC-link tham chiếu sẽ được điều chỉnh thông qua bộ điều khiển PI, trong khi tỷ số đóng D0 sẽ bị giới hạn bởi đầu ra của bộ điều khiển.
Để đảm bảo ổn định điện áp ngõ ra, điện áp tải ngõ ra 3 pha (vA, vB, vC) được dùng để tính toán giá trị đỉnh của điện áp ngõ ra Vx,peak Hàm chuyển đổi abc/αβ được áp dụng để tạo ra điện áp Vx,peak như thể hiện trong Hình 2.12 Ngoài ra, bộ điều khiển PI cũng được sử dụng để tính toán chỉ số điều chế M, với lưu ý rằng ngõ ra của bộ điều khiển PI phải được giới hạn.
NGHỊCH LƯU TĂNG ÁP TỰA KHÓA CHUYỂN MẠCH 3 BẬC HÌNH T
Mô hình toán học, phương trình toán bộ nghịch lưu áp 3 pha 3 bậc hình T
Mô hình hóa bộ nghịch lưu áp 3 pha 3 bậc hình T với điện áp ngõ vào Vdc và điện áp ngõ ra VAC 3 pha được thực hiện nhằm tối ưu hóa hiệu suất chuyển đổi năng lượng.
Hình 3.1: Mô hình hóa của bộ nghịch lưu 3 pha 3L-qSBT 2 I
Nghịch lưu tăng áp tựa khóa chuyển mạch hình T ba bậc (3L-qSBT 2 I) bao gồm hai thành phần chính: mạng nguồn kháng (qSB) và nghịch lưu 3 bậc hình T truyền thống.
Mạng nguồn kháng (qSB) bao gồm một cuộn cảm (LB), hai tụ điện (C1, C2) và bốn diode (D1, D2, D3, D4) được kết nối để tạo ra điểm giữa (O) Điểm giữa này cùng với hai ngõ ra của mạng qSB (P, N) cung cấp năng lượng cho mạch nghịch lưu ba bậc hình T truyền thống, trong đó mỗi nhánh (pha a, b, c) chứa bốn IGBT.
Trong đó, một khóa hai chiều được cấu tạo bởi 2 IGBT mắc ngược chiều nhau và được trình bày như Hình 3.1
Hình 3.2: Nguyên lý hoạt động của 3L-qSBT 2 I-HG (a) trạng thái NST1, (b) trạng thái
NST2, (c) trạng thái NST3, (d) trạng thái NST4, (e) trạng thái ST
Hình 3.3: Phương pháp PWM điều khiển pha a cho 3L-qSBT 2 I-HG
Phương trình toán học bộ nghịch lưu tăng áp 3 pha 3 bậc hình T
3.2.1 Trạng thái không ngắn mạch:
Trong trạng thái NST 1, khóa T1 được kích đóng trong khoảng thời gian từ t1 đến t2 và khóa T2 được kích ngắt từ t3 đến t4, như thể hiện trong Hình 3.2 (a) Kết quả là Diode D1 bị phân cực ngược, trong khi các Diode D2, D3, D4 lại được phân cực thuận Năng lượng tích trữ trong cuộn dây LB và nguồn điện Vdc nạp cho tụ điện C2, trong khi tụ điện C1 xả năng lượng Mạch nghịch lưu hoạt động tương tự như một mạch nghịch lưu hình T truyền thống, được biểu diễn bằng nguồn dòng trong Hình 3.2 (a) Điện áp trên cuộn dây LB được xác định theo các thông số mạch.
Trong trạng thái NST 2, khi khóa T1 được ngắt và khóa T2 được đóng, diode D4 bị phân cực ngược trong khi các diode D1, D2, D3 được phân cực thuận Năng lượng từ cuộn dây LB và nguồn điện Vdc được sử dụng để nạp tụ điện C1, trong khi tụ điện C2 xả năng lượng Hình 3.2 (b) minh họa cấu hình của hệ thống, với điện áp trên cuộn dây LB được xác định theo các yếu tố liên quan.
❖ Trạng thái NST 3: (t0 đến t1, t4 đến t5, t6 đến t7 và t10 đến t11) khóa T1 và T2 được kích ngắt được biểu diễn như Hình 3.2 (c) Kết quả là các Diode D1, D2, D3 và
D4 hoạt động theo chế độ phân cực thuận, trong khi năng lượng được lưu trữ trong cuộn dây LB và nguồn điện vào Vdc nạp cho các tụ điện C1 và C2 Phía nghịch lưu được biểu diễn bằng nguồn dòng như trong Hình 3.2 (c) Điện áp trên cuộn dây LB được xác định theo một công thức cụ thể.
Trong trạng thái NST 4, từ t2 đến t3 và t8 đến t9, khóa T1 và T2 được kích đóng đồng thời, như thể hiện trong Hình 3.2 (d) Kết quả là các diode D1 và D4 bị phân cực ngược, trong khi các diode D2 và D3 được phân cực thuận Năng lượng từ nguồn cung cấp được nạp vào cuộn dây LB, và năng lượng tích trữ từ tụ điện C1 và C2 sẽ cung cấp năng lượng cho hệ thống.
30 lượng cho mạch nghịch lưu Phía nghịch lưu được đại diện bằng nguồn dòng như Hình 3.2 (d) Điện áp đặt trên cuộn dây LB được biểu diễn như sau:
Trong trạng thái ST từ t5 đến t6 và t11 đến t12, các khóa T1 và T2 được kích hoạt đồng thời với tất cả các khóa bên phía nghịch lưu, như thể hiện trong hình 3.2 (e) Kết quả là các Diode D1 và D4 bị phân cực ngược, trong khi các Diode D2 và D3 được phân cực thuận Năng lượng được tích trữ trong cuộn dây LB và nguồn điện Vdc nạp cho các tụ điện C1 và C2, với điện áp trên cuộn dây LB được mô tả như sau:
3.2.3 Phân tích trạng thái xác lập của 3L-qSBT 2 I-HG:
Thời gian tác dụng của trạng thái NST4 và ST trong một chu kỳ sóng mang là
D 0 T Trong khi đó trạng thái NST1 và NST2 được tạo ra trong khoảng thời gian dT/2
Thời gian tồn tại của trạng thái NST3 được xác định bằng công thức (1 – D 0 – d)T Mối liên hệ giữa hệ số d và tỉ số ngắn mạch D 0 được thể hiện qua biểu thức sau:
Với d là chu kỳ ngắn mạch của mạng nguồn kháng, D0 là chu kỳ ngắn mạch của nghịch lưu hình T
Giả thuyết rằng điện dung trên tụ điện đủ lớn để điện áp trên tụ được xem như hằng số, cho phép áp dụng tính chất cân bằng điện áp trên cuộn dây Từ đó, có thể xác định điện áp DC-link của 3L-qSBT 2 I-HG.
Khi đó, giá trị đỉnh ngõ ra của điện áp ngõ ra trên tải được xác định như sau:
Với M là chỉ số điều chế của phần nghịch lưu
Hệ số tăng áp (B) được xác định như sau:
Hằng số điện áp Vcon và -Vcon thay đổi trong khoảng từ [1-VST, VST] đến [-VST, VST-1], dẫn đến sự thay đổi của d từ D0 đến 1-D0, như được mô tả trong phương trình (3.6).
Khi d=D0 hệ số tăng áp nhỏ nhất của giải thuật đề nghị được xác định:
(3.10) Khi d=1-D0 hệ số tăng áp lớn nhất của giải thuật đề nghị được xác định:
Phương pháp điều khiển PWM cho 3L-qSBT 2 I-HG
Phương pháp điều khiển PWM cho 3L-qSBT 2 I-HG được trình bày trong Hình 3.3, với điện áp điều khiển ngắn mạch VST và sáu điện áp tham chiếu ±v ref x (x = a, b, c) để điều khiển điện áp ba pha ngõ ra Các điện áp tham chiếu này đóng vai trò quan trọng trong việc đảm bảo hiệu suất và ổn định của hệ thống.
_ sin 2 sin 2 120 sin 2 240 , ref a o ref b o ref c o v M f t v M f t v M f t
Với M và f0 là chỉ số điều chế và tần số ngõ ra
Tần số của các điện áp tham chiếu ±v ref x (x = a, b, c) thấp hơn nhiều so với sóng mang vtri1, do đó, dạng sóng điện áp tham chiếu trong một chu kỳ có thể coi như một hằng số Giá trị đỉnh của điện áp tham chiếu trùng với hằng số điện áp ngắn mạch VST, như thể hiện trong Hình 3.3 Các điện áp tham chiếu v ref a và -v ref a được so sánh với sóng mang vtri1 để tạo ra tín hiệu điều khiển S 1a, S 2a, S 3a và S 4a cho pha a của các khóa mạch cầu hình T Tương tự, v ref b và -v ref b được sử dụng để tạo các tín hiệu S 1b, S 2b, S 3b và S 4b cho pha b, trong khi v ref c và -v ref c tạo ra S 1c, S 2c, S 3c và S 4c cho pha c Để điều khiển hai khóa công suất mạng nguồn kháng (T1, T2), hai hằng số điều khiển ±VST được so sánh với sóng mang vtri2 (dịch 90 độ so với sóng mang chuẩn vtri1) nhằm tạo ra các tín hiệu điều khiển cho hai khóa công suất T1 và T2.
Để điều khiển linh hoạt hai hằng số ±Vcon, chúng được so sánh với sóng mang vtri2 nhằm tạo ra các tín hiệu điều khiển giúp tăng áp cho hai khóa công suất T1 và T2.
Cân bằng tụ và ổn định điện áp DC-link cho 3L-qSBT 2 I-HG
Trong trạng thái không ngắn mạch (NST1), tụ điện C1 không được sạc trong khi tụ C2 được sạc từ nguồn Vdc và cuộn dây LB, dẫn đến điện áp trên C1 bị giảm và điện áp trên C2 được tăng lên Ngược lại, trong trạng thái không ngắn mạch (NST2), điện áp trên C1 được tăng lên trong khi điện áp trên C2 giảm xuống Để cân bằng điện áp giữa hai tụ, phương pháp đề xuất sẽ thay thế NST2 bằng NST1 khi điện áp trên C1 lớn hơn điện áp trên C2.
Tín hiệu PWM truyền thống
Trạng thái NST2 được thay thế bằng NST1
T 2 Trạng thái NST1 được thay thế bằng NST2
Hình 3.4: Điều khiển cân bằng tụ và điều khiển điện áp DC-link
33 Để trình bày chi tiết cho phương pháp này, điện áp sai lệch giữa hai phương pháp này được định nghĩa như sau:
(3.13) Trong đó: v dif – là sai lệch điện áp của trạng thái không ngắn mạch 1 và trạng thái không ngắn mạch 2, ngược lại,
V C1, V C2 – là điện áp đặt trên tụ C1 và tụ C2
Tổng thời gian bù cho sai lệch của trạng thái không ngắn mạch 1 và trạng thái không ngắn mạch 2, ngược lại được định nghĩa như sau:
∆t là khoảng thời gian lệch giữa tụ C1 và tụ C2 trong một chu kỳ đóng ngắt t NST1 và t NST2 đại diện cho khoảng thời gian đóng ngắt truyền thống của trạng thái không ngắn mạch 1 và 2 Hệ số điều chỉnh α (0 < α ≤ 1) được sử dụng để điều chỉnh các thông số này.
Phương pháp cân bằng điện áp trên tụ được trình bày trong hai trường hợp:
Trong trường hợp 1, khi tín hiệu v dif dương, để đạt được cân bằng điện áp trên tụ điện, mỗi chu kỳ đóng ngắt sẽ có khoảng thời gian xác định cho trạng thái không ngắn mạch 1 và trạng thái không ngắn mạch 2.
1 t NST , t NST 2 – khoảng thời gian của trạng thái không ngắn mạch 1 và trạng thái không ngắn mạch 2 trong một chu kỳ đóng ngắt được định nghĩa lại
Trong trường hợp tín hiệu v dif là âm, để đạt được cân bằng điện áp trên tụ, cần xác định khoảng thời gian của trạng thái không ngắn mạch 1 và trạng thái không ngắn mạch 2 trong mỗi chu kỳ đóng ngắt.
Hệ số điều chỉnh α lớn sẽ giúp tăng tốc độ điều chỉnh cân bằng Trong nghiên cứu, hai khóa công suất mạng nguồn kháng đã được giải quyết cân bằng, tuy nhiên, khoảng thời gian sai lệch cố định giữa chúng sẽ làm cho phương pháp đề xuất dễ thực hiện hơn.
So sánh nghịch lưu và giải thuật với cấu hình tương tự
Trong phần này, chúng tôi sẽ so sánh sự vượt trội của thuật toán đề xuất với các nghịch lưu và các thuật toán khác Bài báo [25] đã thực hiện so sánh với các nghịch lưu nguồn để làm rõ hiệu suất của giải thuật.
Z, nghịch lưu tựa nguồn Z và nghịch lưu tăng áp tựa khóa chuyển mạch và bài báo
Nghiên cứu [25] đã chứng minh sự vượt trội của hệ số tăng áp và điện áp trên các phần tử công suất Do đó, tác giả chỉ tập trung so sánh giữa giải thuật đề xuất và giải thuật trong [25] Cần lưu ý rằng trong giải thuật đề xuất, tác giả đã tiêm hài bậc ba nhằm tăng độ lợi điện áp, tương tự như nghiên cứu trong [25] cũng áp dụng tiêm hài bậc ba để đảm bảo tính nhất quán trong hệ quy chiếu.
Cap aci to r v o lt ag e st res s, V C /V g
Hình 3.5: So sánh hệ số tăng áp, độ lợi điện áp và điện áp đặt trên phần tử công suất
Hình 3.5 so sánh hệ số tăng áp, độ lợi điện áp và điện áp đặt trên phần tử công suất giữa giải thuật đề xuất và giải thuật trong [25] Đường màu đỏ và hồng thể hiện điều khiển tăng áp ở phạm vi lớn nhất, trong khi đường màu xanh blue và xanh green biểu diễn điều khiển tăng áp ở phạm vi nhỏ nhất.
Hệ số tăng áp của giải thuật đề nghị lớn gấp đôi so với giải thuật [25] khi tỷ số ngắn mạch D0 là 0.17, như thể hiện ở Hình 3.5 (a) Hình 3.5 (b) cho thấy giải thuật đề nghị có độ lợi điện áp lớn hơn gấp 3 lần so với giải thuật [25] khi tỷ số điều chế M là 0.8 Ngoài ra, Hình 3.5 (c) chỉ ra rằng điện áp đặt trên tụ của giải thuật đề xuất chỉ bằng 2/3 so với giải thuật [25] khi chỉ số điều chế m là 0.2.
KẾT QUẢ MÔ PHỎNG VÀ THỰC NGHIỆM
Kết quả mô phỏng
Để kiểm tra hiệu suất của chịu lỗi 3L-qSBT 2 I-HG, phần mềm PSIM đã được sử dụng để mô phỏng Các thông số của mạch được liệt kê trong Bảng 4.1, nhằm tạo ra điện áp 110V hiệu dụng từ nguồn điện đầu vào có giá trị từ 70V đến 200V.
Bảng 4.1: Những thông số được sử dụng trong mô phỏng và thực nghiệm
Tham số/thành phần Giá trị Đánh giá công suất Po 650 W Điện áp ngõ vào Vdc 70 V - 200 V Điện áp ngõ ra mong muốn VXG 110 Vrms
Tần số ngõ ra fo 50 Hz
Tần số sóng mang fs 10 kHz
Tỷ số ngắn mạch phụ d 0.15 – 0.85
Cuộn dây tăng áp LB 3 mH/ 20 A, 0.12 Ω
Bộ lọc 3 pha LC Lf and Cf 3 mH and 10 F
Tải trở ba pha Rload 56 Ω
Hình 4.1 và Hình 4.2 minh họa các thông số điện như điện áp ngõ vào Vdc, điện áp trên tụ C1 và C2, dòng điện cuộn dây tăng áp, cũng như điện áp ngõ ra VAG, điện áp cực VA0, điện áp dây và dòng điện ngõ ra khi điện áp ngõ vào là 200 V với chỉ số điều chế M=0.8 và tỷ số ngắn mạch.
D0=0.15 và chỉ số ngắn mạch phụ d=0.85
Điện áp trên tụ C1 và C2 đạt 165V, trong khi điện áp DC-link là 330V và dòng điện qua cuộn dây tăng áp là 3.5A Bên cạnh đó, điện áp pha so với tâm nguồn (VA0) cũng ghi nhận 165V, 0 và -165V, với dòng điện ngõ ra liên tục.
Hình 4.1: Điện áp ngõ vào Vdc, điện áp trên tụ C1, C2 và dòng điện cuộn dây tăng áp khi điện áp ngõ vào là 200V
Hình 4.2: Điện áp ngõ ra VAG, điện áp cực VA0, điện áp dây và dòng điện ngõ ra khi điện áp ngõ vào là 200V
Hình 4.3: Điện áp ngõ vào Vdc, điện áp trên tụ C1, C2 và dòng điện cuộn dây tăng áp khi điện áp ngõ vào là 70V
Hình 4.4: Điện áp ngõ ra VAG, điện áp cực VA0, điện áp dây và dòng điện ngõ ra khi điện áp ngõ vào là 70V
Hình 4.3 và Hình 4.4 cho thấy các thông số quan trọng như điện áp ngõ vào Vdc, điện áp trên tụ C1 và C2, dòng điện cuộn dây tăng áp, cùng với điện áp ngõ ra VAG và điện áp cực VA0 Khi điện áp ngõ vào đạt 70V với chỉ số điều chế M=0.76, các giá trị điện áp dây và dòng điện ngõ ra cũng được trình bày rõ ràng, giúp người đọc hiểu rõ hơn về hiệu suất và hoạt động của hệ thống.
D0=0.15 và chỉ số ngắn mạch phụ d=0.15
Điện áp trên tụ C1 và C2 đạt 160V, trong khi điện áp DC-link là 320V và dòng điện qua cuộn dây tăng áp là 10.5A Điện áp pha so với tâm nguồn (VA0) cũng ghi nhận là 160V, 0 và -160V, cho thấy dòng điện ngõ ra liên tục.
Proposed Scheme Scheme in [28] Scheme in [25]
Proposed Scheme Scheme in [28] Scheme in [25]
Hình 4.5: Phân tích tổn hao dẫn của phương pháp đề nghị và phương pháp [25]
Hình 4.5 minh họa tổn hao dẫn của các khóa công suất và diode trong nghịch lưu tăng áp tựa khóa chuyển mạch 3 bậc, so sánh giữa phương pháp đề xuất và phương pháp trong [25] Các IGBT FGL40N150 được sử dụng cho tổn hao dẫn của các khóa công suất T1, T2, S1x và S3x, trong khi khóa công suất S2x sử dụng IGBT FGL40N120AND Diode D1, D2, D3 và D4 sử dụng DSEI60-12A Kiểm tra tổn hao dẫn được thực hiện với điện áp ngõ vào 200V và điện áp ngõ ra 70V Tổn hao dẫn tổng thể tăng khi điện áp ngõ vào giảm, yêu cầu phải tăng độ lợi điện áp để đảm bảo điện áp tải ngõ ra Tỷ số đóng D0 cao dẫn đến tổn hao dẫn tăng Kết quả cho thấy tổng tổn hao dẫn của phương pháp đề xuất thấp hơn 12.21% so với phương pháp [25], như thể hiện trong Hình 4.5 Lưu ý rằng tổn hao dẫn của cuộn dây và tụ điện trong các phương pháp so sánh là tương đương.
Kết quả thực nghiệm
Hình 4.6: Mô hình thực nghiệm của 3L-qSBT 2 I-HG
Mô hình có công suất 650 W sử dụng vi điều khiển TMS320F28335 để kiểm tra hiệu quả của cấu hình 3L-qSBT 2 I-HG với phương pháp điều khiển PWM Hình 4.6 minh họa mô hình thực nghiệm này.
Trong mô hình thử nghiệm, điện áp ngõ vào được thiết lập từ 70V đến 200V, với điện áp ngõ ra mong muốn là 110V và tần số ngõ ra là 50Hz Mạch nghịch lưu cầu hình T hoạt động với tần số đóng/ngắt 10KHz, sử dụng IGBT FGL40N150D sản xuất tại Nhật, được điều khiển bởi mạch khuếch đại và cách ly TL250 Hệ thống cũng bao gồm bốn diode công suất DSEI60-12A và cuộn dây tăng áp LB có giá trị 3mH với dòng điện định mức 20A Hai tụ điện C1 và C2 có giá trị 2200µF và điện áp định mức 450V, trong khi điện áp ngõ ra được lọc qua bộ lọc thông thấp 3 pha Chỉ số điều chế và chu kỳ ngắn mạch trong cấu hình đề xuất lần lượt là 0.76 và 0.15.
V C2 [100V/div] i [4A/div] LB t [4ms/div]
Hình 4.7: Kết quả thực nghiệm khi điện áp ngõ vào là 200V
Hình 4.7 và Hình 4.8 trình bày các thông số quan trọng trong hệ thống điện, bao gồm điện áp ngõ vào Vdc, điện áp trên tụ VC1 và VC2, cùng với dòng điện của cuộn dây tăng áp Hình (b) thể hiện dòng điện của cuộn dây tăng áp tín hiệu điều khiển khóa công suất mạng VT1, VT2 và điện áp DC-link Cuối cùng, hình (c) mô tả điện áp dây ngõ ra và dòng điện ngõ ra, cung cấp cái nhìn tổng quan về hiệu suất hoạt động của hệ thống.
Hình 4.7 minh họa các dạng sóng thực nghiệm của 3L-qSBT 2 I với phương pháp điều khiển PWM tối thiểu, sử dụng các thông số Vdc = 200V, M = 0.8, D0 = 0.15 và d = 0.15 Điện áp của tụ điện C1 và C2 lần lượt được nâng lên 167V và 170V từ điện áp đầu vào.
Điện áp đỉnh của DC-link được đo là 337 V, với dòng điện ngõ vào liên tục Các khóa T1 và T2 được kích hoạt đồng thời, với tín hiệu điều khiển lệch pha 90 độ so với tín hiệu ngắn mạch VS0 Điện áp hiệu dụng pha ngõ ra (VAG) là 108Vrms/50Hz, trong khi giá trị đỉnh đỉnh của cuộn dây tăng áp là 1.6A Sự biến đổi điện áp dây VAB từ -VPN đến +VPN được ghi nhận, với dòng điện ngõ ra hiệu dụng đo được là 1.85 ARMS và dạng sóng ngõ ra là sine.
V C2 [100V/div] i [4A/div] LB t [4ms/div]
Hình 4.8: Kết quả thực nghiệm khi điện áp ngõ vào là 70V
Hình 4.8 minh họa các dạng sóng thực nghiệm của 3L-qSBT 2 I-HG khi áp dụng phương pháp điều khiển PWM nhỏ nhất với các thông số Vdc = 70V, M = 0.76, D0 = 0.85 và d = 0.15 Điện áp của tụ điện C1 và C2 được nâng lên lần lượt là 155 V và 159 V, so với điện áp đầu vào.
Điện áp đỉnh của DC-link được ghi nhận là 314V, như thể hiện trong Hình 4.8 (a) Dòng điện ngõ vào liên tục được trình bày trong Hình 4.8 (b) Ngoài ra, điện áp hiệu dụng pha ngõ ra (VAG) cũng được đo lường.
106 Vrms/50Hz Giá trị đỉnh đỉnh của cuộn dây tăng áp là 10.4A như trình bày trong
Hình 4.8 (b) Dòng điện ngõ ra hiệu dụng đo được là 1.71ARMS và dạng sóng ngõ ra sine như trình bày ở Hình 4.8 (c)
V C1 , V C2 [100V/div] V C1 , V C2 [100V/div] v dif [100V/div] v dif [100V/div]
V AB [500V/div] t [20ms/div] t [20ms/div]
V PN [200V/div] t [40ms/div] t [40ms/div]
V A ,V B ,V C [100V/div] t [20ms/div] t [20ms/div]
Hình 4.10: Kết quả cân bằng điện áp DC-link và ổn định điện áp ngõ ra
Phương pháp cân bằng tụ và điều khiển vòng kín được thực hiện theo hai trường hợp: trường hợp 1 với điện áp sai lệch dương và trường hợp 2 với điện áp sai lệch âm của tụ C1 và C2 Hệ số điều chỉnh α được thiết lập là 0.3, trong khi điện áp ngõ vào được điều chỉnh từ 120V đến 160V và ngược lại Điện áp DC-link được duy trì ổn định ở mức 360 V, với điện áp hiệu dụng ngõ ra cố định tại 110VRMS Tỷ số ngắn mạch được giữ ở mức 0.15 và chỉ số điều chế được sử dụng để điều chỉnh điện áp ngõ ra trong khoảng từ 0.15 đến 0.85.
