Điều khiển không dùng cảm biến động cơ đồng bộ nam châm vĩnh cửu chìm

TỔNG QUAN VỀ HỆ TRUYỀN ĐỘNG ĐỘNG CƠ ĐỒNG BỘ

Khái niệm

Động cơ IPM nói riêng và động cơ đồng bộ nói chung là một máy điện xoay chiều vận hành trên nguyên tắc cảm ứng điện từ

- Phần cảm gồm các phiến nam châm được đặt trong roto

- Phần ứng là hệ thống dây quấn ba pha đặt trong stato Động cơ đồng bộ có thể được phân loại như trong Hình 1.1

Động cơ IPM (Interior Permanent Magnet) nổi bật với hiệu suất cao và mật độ công suất lớn Chúng có khả năng hoạt động hiệu quả ở nhiều dải tốc độ, từ rất thấp đến rất cao, mang lại sự linh hoạt và hiệu suất tối ưu cho các ứng dụng khác nhau.

Hiện nay, động cơ IPM đang được cải tiến về thiết kế và thuật toán điều khiển nhằm giảm chi phí và nâng cao hiệu suất Những nỗ lực này sẽ mở rộng khả năng ứng dụng của động cơ IPM trong tương lai.

Cấu tạo động cơ IPM

Hình 1.2: Cấu tạo động cơ IPM[14]

Stator của động cơ có cấu tạo bao gồm các cuộn dây tương tự như ở động cơ xoay chiều ba pha khác

Rotor của động cơ được cấu tạo từ lõi thép và các tấm nam châm vĩnh cửu được đặt chìm trong lõi thép Số lượng cặp nam châm tương ứng với số đôi cực của động cơ, như minh họa trong Hình 1.2.

Bố trí các cặp nam châm bên trong lõi thép và cấu trúc của lõi thép tạo ra từ thông của rotor chỉ hướng theo một trục nhất định, được gọi là trục sinh từ thông d Trục còn lại không sinh từ thông được gọi là trục q, như mô tả trong Hình 1.2.

Điện cảm trên hai trục của động cơ có sự khác biệt, với L q lớn hơn L d Mức độ sai lệch giữa hai thành phần điện cảm này phụ thuộc vào cấu trúc và thiết kế của động cơ.

Vật liệu làm nam châm cho động cơ IPM có mật độ từ tính lớn, cho phép rotor có kích thước nhỏ nhưng vẫn đạt được từ thông lớn, dẫn đến mật độ công suất cao Tương tự như động cơ SPM, mômen của động cơ IPM được sinh ra từ sự tương tác giữa dòng điện phần ứng và từ thông của rotor, nhưng do có L q > L d, động cơ IPM còn tạo ra thêm mômen từ trở, giúp tăng khả năng sinh mômen Bên cạnh đó, động cơ IPM có phản ứng phần ứng mạnh mẽ và khả năng giảm từ thông hiệu quả, cho phép điều chỉnh tốc độ trong một dải rộng.

- Có khả năng sinh mômen cao

- Khối lượng nhẹ, kích thước nhỏ gọn, mật độ công suất lớn

- Dải điều chỉnh tốc độ rộng

- Tuy nhiên giá thành còn rất đắt.

Nguyên lý hoạt động của động cơ IPM

Khi kết nối nguồn ba pha vào các cuộn dây stator của động cơ đồng bộ, dòng điện trong dây quấn stator sẽ tạo ra một từ trường quay với tốc độ n = s c.

Với f s : là tần số dòng điện stator, p c :là số đôi cực của động cơ đồng bộ

Từ trường trong động cơ bao gồm hai thành phần chính: từ trường rotor và từ trường stator Từ trường stator được tạo ra bởi dòng điện chạy qua stator, trong khi từ trường rotor được hình thành từ nam châm vĩnh cửu gắn trên rotor Tương tác giữa hai từ trường này tạo ra momen kéo, giúp rotor quay với tốc độ tương ứng với tốc độ của từ trường quay.

Các phương pháp điều khiển động cơ IPM

Để điều khiển động cơ IPM và động cơ đồng bộ nam châm vĩnh cửu (PMSM), các phương pháp điều khiển tần số là lựa chọn hiệu quả.

1.4.1 Điều khiển vô hướng U/f Điều khiển vô hướng U/f là phương pháp điều khiển đơn giản và dễ thực hiện nhất Tư tưởng của phương pháp là thay đổi tần số để thay đổi tốc độ đồng bộ, hòa mạch từ, dòng từ hóa tăng, méo dạng dòng và áp cung cấp dẫn đến tổn hao đồng trên stator sẽ tăng Để tránh tình trạng này người ta thường giảm điện áp đi đôi với giảm tần số sao cho từ thông khe hở không khí được giữ nguyên không đổi Phương pháp này được ứng dụng trong công nghiệp có hai loại: Điều khiển U/f sao cho từ thông là hàm của mô men tải và điều khiển U/f sao cho từ thông luôn luôn không đổi ở toàn dải điều chỉnh

Phương pháp này, mặc dù đơn giản và dễ thực hiện, nhưng gặp khó khăn trong việc ổn định tốc độ ở vùng tốc độ thấp Do đó, nó thường được ứng dụng trong các tình huống không yêu cầu điều chỉnh sâu về tốc độ.

1.4.2 Điều khiển vector tựa từ thông (FOC)

Phương pháp điều khiển vector tựa từ thông rotor (FOC) được phát triển dựa trên các phép biến đổi tuyến tính không gian vector, với mục tiêu ước lượng và điều chỉnh đại lượng từ thông rotor Ψ p Ưu điểm nổi bật của phương pháp này là khả năng ổn định tốc độ ở vùng cận không, giúp cho đặc tính cơ của động cơ không đồng bộ tương tự như đặc tính cơ của động cơ điện một chiều kích từ độc lập trong vùng từ thông không đổi.

1.4.3 Điều khiển trực tiếp mômen (DTC)

Phương pháp điều khiển trực tiếp mômen (DTC) được phát triển và trở nên phổ biến vào thập kỷ 90 của thế kỷ 20, với mục tiêu điều khiển vị trí vector từ thông stator để kiểm soát mômen động cơ Để thực hiện phương pháp này, cần sử dụng phép biến đổi vector nhằm xác định độ lớn và vị trí vector Ψs, đồng thời điều chỉnh vector điện áp stator U s để thay đổi vị trí vector Ψ s Phương pháp DTC mang lại nhiều ưu điểm nổi bật trong việc cải thiện hiệu suất và độ chính xác của hệ thống điều khiển động cơ.

Mô hình đơn giản không yêu cầu xác định vị trí rotor, giúp giảm khối lượng tính toán so với phương pháp điều khiển vector (FOC) và đáp ứng mô men nhanh chóng Mặc dù điện trở stator có ảnh hưởng, nhưng tác động này có thể được bù đắp, trong khi sự ảnh hưởng từ các thông số khác của động cơ là không đáng kể.

Nhược điểm là mômen đập mạch kéo theo làm việc ở tốc độ thấp khó ổn định Không kiểm soát được mạch vòng dòng điện.

MÔ HÌNH HÓA ĐỘNG CƠ VÀ ĐIỀU KHIỂN VECTOR ĐỘNG CƠ NAM CHÂM VĨNH CỬU

Phương pháp điều khiển vector không gian

2.1.1 Tổng quan về phương pháp điều khiển vector

Phương pháp điều khiển vector dựa trên nguyên lý điều khiển của động cơ điện một chiều (DC), cho phép điều khiển mômen và từ thông độc lập nhờ vào hai dòng điện độc lập: dòng điện kích từ và dòng điện phần ứng Đặc tính điều khiển đơn giản của động cơ DC giúp dễ dàng điều chỉnh mômen và từ thông, mang lại hiệu suất cao trong quá trình vận hành.

Động cơ xoay chiều (AC) có dòng điện stator tương tác lẫn nhau, khiến cho việc xác định dòng điện sinh mômen và dòng điện sinh từ thông trở nên không thể thực hiện một cách độc lập.

Phương pháp điều khiển vector định hướng theo từ thông rotor (RFO) cho phép biến đổi dòng điện stator thành hai dòng điện độc lập, tạo ra mômen và từ thông tương tự như động cơ điện một chiều Phương pháp này thực hiện chuyển đổi các thành phần dòng điện và điện áp từ hệ tọa độ cố định sang hệ tọa độ quay d-q thông qua các công thức chuyển đổi tuyến tính trong không gian vector.

Trong hệ thống điện áp 3 pha 3 dây, các giá trị dòng điện được biểu diễn bằng các giá trị tức thời (i a, i b, i c) Bằng cách chuyển đổi hệ tọa độ từ a-b-c sang α-β, hệ thống 3 pha có thể được biểu diễn như một vector duy nhất với biên độ xác định, quay xung quanh gốc tọa độ.

Trong hệ tọa độ α-β dòng điện 3 pha được biểu diễn bằng một vector quay

2.1.2 Các phép biến đổi hệ tọa độ

Hệ tọa độ a-b-c mô tả mô hình bố trí cuộn dây trên Stator của động cơ IPM như Hình 2.1 Các cuộn dây stator được đặt trong hệ trục (a-b-c) và được sắp xếp đối xứng trong không gian.

Hệ tọa độ α-β: Là hệ tọa độ có trục α trùng với trục a và trục β tạo với trục α một góc 90 o

Hệ tọa độ d-q là một hệ tọa độ trong đó trục d trùng với vector từ thông cực của động cơ, còn trục q tạo với trục d một góc 90 độ Hệ tọa độ này gắn liền với rotor của động cơ và quay với tốc độ ω = ωs.

2.1.2.1 Chuyển đổi hệ trục tọa độ từ a-b-c sang α-β

Hình 2.1: Chuyển đổi hệ trục tọa độ từ α-β sang d-q và ngược lại

2.1.1.2 Chuyển đổi hệ trục tọa độ từ d-q sang α-β

Hình 2.2: Chuyển đổi hệ trục tọa độ từ α-β sang d-q và ngược lại

Trong đó là góc điện

2.1.3 Điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu nguồn áp ba pha.[3]

Mô tả toán học nghịch lưu nguồn áp ba pha

Sơ đồ mạch nghịch lưu nguồn áp ba pha được mô tả bởi các khóa chuyển mạch a , , , như sau:

Hình 2.3: Mô hình nghịch lưu nguồn áp ba pha được mô tả bởi khóa chuyển mạch

N u aN u bN u cN Điện áp pha và điểm trung tính của sơ đồ hình 2.3 được xác định như sau:

(2.5) Điện áp giữa các pha của sơ đồ được xác định bằng công thức :

Khi mạch tải được đấu theo hình tam giác, điện áp trên tải sẽ là điện áp pha Ngược lại, khi mạch tải được đấu theo hình sao và có tải cân bằng, điện áp trên tải sẽ khác.

2.1.4 Phương pháp điều chế Vector không gian

Hình 2.4: ơ đồ nghịch lưu nguồn áp ba pha với ba cặp van bán dẫn IGBT[1]

Chùm xung đến từ vi xử lý

Hình 2.4 minh họa sơ đồ của bộ nghịch lưu nguồn áp 3 pha sử dụng 3 cặp van bán dẫn IGBT Mỗi cặp van tạo ra 8 trạng thái đóng ngắt khác nhau, tương ứng với mỗi trạng thái này sẽ cho ra một vector điện áp cố định về cả hướng và độ lớn Kết quả là chúng ta có tổng cộng 8 vector điện áp cố định, được gọi là 8 vector biên chuẩn, như được liệt kê trong bảng dưới đây.

Bảng 2.1 Bảng giá trị điện áp các vector chuẩn Vector chuẩn Van dẫn

Ta thấy biên độ các vector chuẩn | | | | | | | | | | | | đều có độ lớn là và các góc pha lệch nhau một góc ⁄ , biên độ của 2 vector còn lại

| | | | có độ lớn bằng không Từ các cặp vector biên chuẩn này, không gian vector chia làm 6 sector đều nhau, có độ mở là / 3

Hình 2.5: Vị trí vector chuẩn trên hệ tọa độ α-β

Vị trí vector điện áp có thể nằm bất kỳ trong các sector trên hệ tọa độ tĩnh α-β Do đó ta cần thực hiện theo các bước sau:

Bước 1:Xác định vị trí hiện tại của vector điện áp đang nằm trong sector nào

Có nhiều phương pháp xác định vị trí vector điện áp dựa vào phân tính thành phần của nó trên hệ trục tọa độ tĩnh α-β

Hình 2.6:Mối quan hệ giữa các sector và điện áp tức thời ua, ub, uc

Mối quan hệ giữa các sector và điện áp tức thời u a , u b , u c bằng cách xét dấu các thành phần điện áp dây, theo thuật toán bên dưới

Hình 2.7:Thuật toán xác định vector điện áp đặt trong mỗi sector[3]

Biên độ và góc của vector điện áp tham chiếu được xác định bằng các công thức:

Vector điện áp được tạo ra từ hai vector chuẩn trong mỗi sector, do đó cần xác định thời gian thực hiện của hai vector chuẩn này trong mỗi chu kỳ điều chế Thời gian còn lại sẽ được sử dụng để mạch nghịch lưu thực hiện các vector không.

Giả sử vector đang nằm ở sector 1

Thời gian thực hiện các vector biên và vector không được tính toán theo các công thức sau:

: là góc được xác định từ công thức (2.9)

S : Vị trí sector mà đang nằm trong đó

Bước 3: Xác định hàm điều chế d

Ta sử dụng mẫu xung đối xứng và thời gian thực hiên vector là bằng nhau ta có hàm điều chế như bảng dưới đây:

Bảng 2.2 Hệ số điều chế cho nhóm nhánh van của mạch nghịch lưu

Phương pháp SVM cho biên độ điện áp cực đại điều chế là

Phương pháp điều chế SVM mang lại hiệu quả cao hơn so với SinPWM, với tổng độ méo sóng hài (THD) thấp hơn Mặc dù phương pháp này yêu cầu khối lượng tính toán lớn hơn cho bộ vi xử lý, nhưng sự phát triển của công nghệ đã giúp các bộ vi xử lý ngày càng mạnh mẽ và giá thành rẻ hơn, làm cho việc áp dụng SVM trở nên phổ biến hơn trong các ứng dụng hiện nay.

Điều khiển vector động cơ đồng bộ nam châm vĩnh cửu chìm (IPM)

Điều khiển động cơ IPM có thể thực hiện bằng nhiều phương pháp, nhưng do yêu cầu cao về điều chỉnh tốc độ ở cả hai vùng tốc độ, phương pháp điều khiển vector, đặc biệt là phương pháp tựa theo từ thông rotor, được lựa chọn.

2.2.1 Các phương trình cơ bản của động cơ đồng bộ nam châm vĩnh cửu[1]

Hệ phương trình được xây dựng dựa trên các giả thiết nhằm đơn giản hóa mô hình, phục vụ cho quá trình thiết kế Những sai lệch giữa đối tượng thực tế và mô hình có thể được khắc phục thông qua các phương pháp kỹ thuật điều khiển.

Động cơ đồng bộ được mô tả thông qua hệ phương trình vi phân bậc cao, do cấu trúc phân bố cuộn dây phức tạp trong không gian Vì vậy, cần phải chấp nhận một số điều kiện nhất định khi tiến hành mô hình hóa động cơ.

- Các cuộn dây stator được bố trí một cách đối xứng về mặt không gian

- Các tổn hao sắt từ và bão hòa từ có thể bỏ qua

- Các giá trị điện trở và điện cảm được coi là không đổi

Phương trình điện áp stator ( trên hệ thống cuộn dây stator)

Do từ thông rotor của động cơ IPM có hướng xác định, chúng ta chỉ cần mô tả các phương trình trong hệ tọa độ d-q.

Mối quan hệ giữa từ thông stator và từ thông rotor :

: Vector từ thông rotor hay từ thông cực

Do hạn chế về mặt công nghệ chế tạo nên điện cảm cuộn dây Stator theo trục d là

L sd và trục q là L sq khác nhau Phương trình các thành phần từ thông:

{ψ sd L sd i sd ψ p ψ sq L sq i sq (2.15)

Thay các phương trình (2.13) và (2.15) vào (2.12) ta có:

{ u sd s i sd L sd di sd dt ω s L sq i sq u sq s i sq L sq di sq dt ω s L sd i sd ω s ψ p

{ di sd dt 1 sd i sd ω s L sq

L sd u sd di sq dt 1 sd i sq ω s L sd

2p c *ψ p i sq i sd i sq (L sd L sq )+ (2.17)

Từ đây ta thấy momen quay của ĐCĐB bao gồm hai thành phần:

Thành phần phản kháng trong động cơ đồng bộ xuất phát từ sự chênh lệch điện cảm giữa trục ngang và dọc Do đó, trong mọi trạng thái vận hành, động cơ cần tạo ra một mômen bổ sung để bù đắp cho thành phần phản kháng này Đối với động cơ IPM, sự chênh lệch điện cảm dọc và ngang trục là đáng kể, ảnh hưởng lớn đến hiệu suất hoạt động của động cơ.

Phương trình chuyển động của động cơ : m M m J p c d d t (2.18)

: là mô men cản trên trục động cơ ωs = ω : Tốc độ góc điện

Ta có mô hình động cơ IPM trên hệ tọa độ d-q:

Hình 2.9:Mô hình động cơ IPM trên hệ tọa độ d-q

2.2.2 Các phương pháp điều khiển đối với động cơ IPM Động cơ IPM có ưu thế ở nhiều lĩnh vực Tùy vào những yêu cầu khác nhau của hệ truyền động mà ta có các thuật toán điều khiển khác nhau:

Về cơ bản có thể phân loại các chế độ điều khiển động cơ IPM tương ứng với các vùng hoạt động như sau:

- Vùng dưới tốc độ cơ bản: Điều khiển dòng j e e   u s  u s  u sd u sq

- Kết hợp với các thuật toán điều khiển tối ưu:

+ Điều khiển tối ưu mô men trên dòng điện MPTA

+ Điều khiển tối ưu hiệu suất…

Hình 2.10:Vùng hoạt động của động cơ IPM

Ta xây dựng cấu trúc tổng quan của hệ truyền động điều khiển động cơ IPM như hình bên dưới, trong đó :

: Là bộ điều khiển tốc độ

: Là bộ điều khiển tách kênh dòng điện

Khối lựa chọn thuật toán được sử dụng để tính toán giá trị dòng điện đặt, thông qua việc lựa chọn thuật toán phù hợp với từng dải tốc độ mong muốn Các thuật toán có thể áp dụng bao gồm MPTA, giảm từ thông và tối ưu hiệu suất, nhằm đảm bảo hiệu quả hoạt động tối ưu cho hệ thống.

Hình 2.11:Cấu trúc tổng quan của hệ truyền động điều khiển động cơ IPM 2.2.2.1 Điều khiển ở vùng tốc độ cơ bản (Điều khiển dòng )

Khi động cơ hoạt động, toàn bộ dòng điện cung cấp sẽ được chuyển đổi thành mô men Thay thế vào phương trình mô men của động cơ, ta nhận được kết quả m M 3.

2p c ψ p i sq (2.18) Điện áp theo các trục d-q lần lượt là :

{ u sd s i sd L sd di sd dt ω s L sq i sq u sq s i sq L sq di sq dt ω s L sd i sd ω s ψ p

Trong chế độ xác định dòng điện không còn biến thiên ta có

{ u sd s i sd ω s L sq i sq u sq s i sq ω s L sd i sd + ω s ψ p (2.19)

Lựa chọn thuật toán ®iÒu khiÓn

Hình 2.12:Điều khiển i sd Độ lớn của vector điện áp : s √(u sd ) 2 (u sq ) 2 (2.20)

Góc lệch pha ( ) giữa vector dòng điện và vector điện áp:

Với điện áp tối đa mà biến tần cung cấp và bỏ qua điện áp rơi trên điện trở stator, tốc độ tối đa mà động cơ có thể đạt được được tính bằng công thức: ω eđm.

Với ψ m √( ψ p ) 2 (L sq I s ) 2 là từ thông khe hở không khí Ưu điểm phương pháp : Giải thuật đơn giản nên làm giảm khối lượng tính toán cho bộ vi điều khiển

Nhược điểm của hệ thống là không tận dụng được mô men của động cơ, dẫn đến hệ số công suất giảm khi tốc độ tăng cao Hơn nữa, hệ thống không hoạt động hiệu quả khi vượt qua tốc độ trong vùng tốc độ cơ bản.

2.2.2.2 Điều khiển vùng tốc độ trên tốc độ cơ bản (Điều khiển giảm từ thông)[11]

Chế độ làm việc đặc thù của động cơ IPM phụ thuộc vào khả năng của động cơ và các bộ nghịch lưu, với những giới hạn về dòng điện và điện áp Khi động cơ đạt đến một tốc độ nhất định, các giới hạn này sẽ ảnh hưởng đến hiệu suất hoạt động của nó.

Giá trị của sức phản điện động có thể vượt quá điện áp mà bộ nghịch lưu cung cấp, khiến dòng điện không thể điều khiển được Để khắc phục, cần giảm sức phản điện động xuống dưới điện áp cực đại bằng cách giảm từ thông khe hở, sao cho từ thông tỷ lệ nghịch với tốc độ Điều này giúp đảm bảo sức phản điện động nằm trong giới hạn cho phép, từ đó tăng tốc độ Một cách thực hiện là đưa vào dòng điện sd để tạo ra từ trường ngược với từ trường nam châm Mặc dù điều này có thể dẫn đến sự khử từ nam châm nếu dòng sd quá lớn, nhưng hiện nay, các loại nam châm làm bằng đất hiếm gần như không bị khử từ, do đó vấn đề này không còn quá quan trọng.

Giá trị dòng điện cực đại mà bộ nghịch lưu có thể cung cấp được tính bằng công thức I s √(sd)² (sq)² s √(u sd)² (u sq)² Đây cũng là điện áp đầu ra lớn nhất của bộ nghịch lưu, và giá trị điện áp này phụ thuộc vào điện áp một chiều của nguồn nghịch lưu.

Khi tính toán điện áp rơi trên điện trở stator, ta có biểu thức giới hạn mới cho điện áp là s √(u sd )^2 + (u sq )^2 với I s (2.22) Điện áp stator trong chế độ xác định được xác định theo công thức này.

{ u sd s i sd ω s L sq i sq u sq s i sq ω s L sd i sd ω s ψ p

Khi hoạt động ở tốc độ cao, điện áp rơi trên điện trở stator trở nên rất nhỏ so với các thành phần khác, do đó có thể bỏ qua Điều này cho phép điện áp động cơ hoạt động hiệu quả hơn.

{ u sd ω s L sq i sq u sq ω s L sd i sd ω s ψ p (2.23) Thay (2.23) vào (2.22) ta có

Từ đó tính được mối quan hệ giữa và tại tốc độ ψ p

ĐIỀU KHIỂN KHÔNG CẢM BIẾN ĐỘNG CƠ ĐỒNG BỘ

Tổng quan về việc ước lượng tốc độ

Việc loại bỏ khâu đo tốc độ quay không chỉ giảm giá thành mà còn tăng độ tin cậy cho thiết bị bằng cách loại bỏ đầu đo và giao diện giữa thiết bị chấp hành và đầu đo Điều này đặc biệt quan trọng trong các ứng dụng hoạt động trong môi trường khắc nghiệt, nơi thiết bị phải chịu ảnh hưởng của nhiễu điện từ và khoảng cách lớn giữa động cơ và thiết bị điều khiển.

Những lợi ích của việc điều khiển động cơ không dùng cảm biến tốc độ có thể kể ra như sau:

Việc loại bỏ cơ cấu đo giúp giảm kích thước, khối lượng và độ phức tạp của động cơ, từ đó làm giảm kích thước và giá thành của thiết bị cũng như toàn bộ hệ thống.

- Tăng sự bền vững về mặt cơ học cho hệ thống

- Loại bỏ được sự ảnh hưởng của nhiễu đến hệ thống qua cơ cấu đo sẽ làm cho hệ thống được tin cậy hơn

- Mở rộng phạm vi hoạt động của thiết bị với những môi trường khắc nghiệt.

Các phương pháp ước lượng tốc độ quay

Về nguyên tắc có thể phân ra thành 3 nhóm phương pháp :

3.2.1 Nhóm các phương pháp tựa theo từ thông Stator ( SFO):

Phương pháp tự chỉnh trực tiếp (DSC)

Phương pháp tự chỉnh mô men trực tiếp (DTC)

Phương pháp tựa tự nhiên theo từ thông (NFO)

3.2.2 Nhóm các phương pháp tựa theo từ thông Rotor (RFO):

3.2.3 Nhóm các phương pháp tận dụng đặc điểm cấu tạo riêng của máy điện

Các đặc điểm cấu tạo của stator và rotor, như tính không đối xứng và khe từ trên bề mặt, dẫn đến sự phát sinh thành phần sóng hài bậc cao trong dòng stator Điều này tạo ra đặc điểm tương tự như các xung của máy đo khắc vạch.

Các phương pháp ước lượng tốc độ thường hoạt động hiệu quả ở dải tần số cao, nhưng gặp khó khăn ở dải tần số thấp, đặc biệt gần điểm động cơ đứng im Đối với động cơ đồng bộ, từ thông cực tồn tại vĩnh cửu và cố định so với rotor, điều này ngăn cản việc thay đổi cực từ của rotor như ở động cơ dị bộ Ngay cả khi động cơ chuyển động chậm, vẫn có sức từ động cảm ứng tại cuộn dây stator, cung cấp thông tin cần thiết về tốc độ quay cho thuật toán ước lượng.

Hiện nay, hệ điều chỉnh RFO được ưa chuộng hơn hẳn so với hệ SFO nhờ vào những ưu điểm vượt trội Các phương pháp khai thác đặc điểm riêng của máy điện thường yêu cầu khối lượng tính toán lớn, dẫn đến khả năng tạo ra độ trễ đo lớn và chỉ hoạt động hiệu quả trong một dải tần hẹp, điều này gây khó khăn trong việc áp dụng cho các hệ thống điều khiển chất lượng cao.

Luận văn này nghiên cứu phương pháp điều khiển thích nghi theo chuẩn mẫu để nhận dạng tốc độ quay trong hệ thống điều khiển dựa trên từ thông rotor Phương pháp điều khiển thích nghi sử dụng mô hình mẫu có ưu điểm nổi bật là tính đơn giản, khả năng thích nghi tốc độ cao và ít bị ảnh hưởng bởi sự thay đổi tham số của động cơ trong quá trình hoạt động.

Phương pháp tính vector trạng thái tự thích nghi tốc độ sử dụng bộ quan sát

Hình 3.1 Cấu trúc hệ truyền động ước lượng tốc độ sử dụng mô hình mẫu

Hình 3.2 Cấu trúc khâu quan sát[1]

3.3.1 Tiêu chuẩn ổn định Lyapunov [4]

Mô hình mÉu tính toán tham sè i sd i sq

Tín hiệu  tính đ-ợc u s i s s d dt (3.2) được gọi là điểm cân bằng Điểm cân bằng x e chính là nghiệm của:

Không mất tổng quát ta giả thiết hệ cân bằng tại (Cân bằng tại gốc tọa độ)

Khi hệ thống đang ở trạng thái cân bằng tại x e = 0, một tác động tức thời không mong muốn có thể làm hệ thống bị xô lệch ra khỏi điểm cân bằng này, dẫn đến việc chuyển sang một trạng thái mới x 0.

Hệ được coi là ổn định tại 0 khi nó tự quay về một lân cận nào đó của 0 mà không cần kích thích bên ngoài Nếu hệ tự quay về điểm 0, thì được gọi là ổn định tiệm cận.

Hệ cân bằng tại gốc tọa độ sẽ ổn định Lyapunov tại 0 với miền ổn định O nếu:

- Trong O tồn tại hàm xác định dương V(x), tức là V(x)>0 với và

- Đạo hàm của nó có giá tri không dương trong O: dV dt 0 x O (3.4)

- Hệ được gọi là ổn định tiệm cận tại 0 nếu: dV dt 0 O và 0 (3.5)

Hình 3.3 ư tưởng phương pháp Lyapunov x v 0 x 0 x x

3.3.2 Bộ quan sát Luenberger cho động cơ IPM[1],[7] Để xây dựng bộ quan sát trước tiên ta xây dựng mô hình trạng thái cho động cơ IPM Xuất phát từ hệ phương trình động cơ

{ di sd dt 1 i sd ω s i sq u sd di sq dt 1 i sq ω s i sd ω s ψ p u sq m M 3

2p c *ψ p i sq i sd i sq (L sd L sq )+ m M m J p c d dt

Ta xây dựng mô hình trạng thái liên tục của ĐCĐB trên hệ tọa độ d-q:

{ di sd dt 1 sd i sd ω s L sq

L sd u sd di sq dt 1 sq i sq ω s L sd

Do động cơ đồng bộ có từ thông rotor không đổi, vector trạng thái chỉ chứa thành phần dòng stator, dẫn đến mô hình trạng thái đồng thời cũng là mô hình dòng stator.

{ di sd dt 1 sd i sd ω s L sq

L sd u sd ( ψ p sd L sd ψ p sd L sd ) di sq dt 1 i sq ω s L sd

) di sq dt 1 sq i sq ω s L sd

] là vector trạng thái và [

] : là vector biến đầu ra ̇ [ d dt d dt

Hệ phương trình được viết dưới dạng mô hình trạng thái của động cơ IPM:

] là ma trận đầu vào

Khi giả định rằng các tham số Rs của động cơ không thay đổi trong suốt quá trình hoạt động, mô hình động cơ (3.2) chỉ có ma trận A phụ thuộc vào tốc độ quay Do đó, cần cung cấp giá trị đo hoặc tính toán được của tốc độ để đảm bảo tính chính xác trong mô hình.

Mô hình ta có thể sử dụng một khâu quan sát Luenberger như sau: ̇̂ ̂ ̂ ( ̂ ) (3.13) trong đó các giá trị mang dấu ^ là các giá trị quan sát được

Trong cấu trúc này, động cơ đóng vai trò của mẫu chuẩn Giá trị ước lượng của tốc độ ̂ sẽ hiệu chỉnh ma trận ̂

G là ma trận trọng số được sử dụng để điều chỉnh sai lệch giữa các thông số thực tế của động cơ và các thông số trong mô hình quan sát, nhằm đảm bảo rằng mô hình quan sát phản ánh chính xác nhất các thông số của động cơ.

Trừ hai phương trình (3.12) và (3.13) cho nhau ta được: ̇ ̇̂ ̂ ̂ ( ̂ ) ̇ ̇̂ ̂ ̂ ( ̂ ) (3.14) Thêm bớt vào đại lượng : ̂ ̇ ̇̂ ( ̂ ̂) ̂ ̂ ( ̂ ) ̇̃ ( ̂) ( ̂) ̂ ( ̂ )

Ta thu được kết quả sau:

( ̂) ( ̂) ̂ ( ̂) ( ) ̂ (3.15) Định nghĩa các lỗi : ̇̃ ̇ ̇̂ ̃ ̂ ̂ ̂ Đối với ĐCĐB thì biến trạng thái cũng là dòng điện:

Trong quá trình thiết kế, cần chú ý đến tính ổn định của bộ quan sát, bỏ qua các đặc tính phi tuyến như hiện tượng bão hòa và điện trở thay đổi theo nhiệt độ Nguyên lý ổn định Lyapunov được áp dụng, với hàm V(x) được chọn để bao gồm cả lỗi trạng thái e và lỗi tham số.

Chọn hàm Lyapunov như sau:

Trong đó:  là hằng số dương

V(x) là hàm xác định dương Đạo hàm bậc nhất của V cho ta:

)+ (3.17) Thay vào (3.16) ta thu được:

Để đảm bảo hệ thống ổn định, thiết kế G cần thỏa mãn điều kiện (A-G.C) âm, dẫn đến số hạng đầu tiên của đạo hàm sẽ là âm Nếu hai số hạng còn lại tự triệt tiêu nhau, đạo hàm V sẽ xác định âm Để đạt được sự triệt tiêu giữa hai số hạng sau trong phương trình, tốc độ tính toán phải đáp ứng một phương trình cụ thể, đây cũng là phương trình được áp dụng trong thuật toán ước lượng.

Vì tốc độ thực tế biến đổi chậm hơn so với tốc độ ước lượng nên có thể coi:

)+ (3.22) Tốc độ quay có thể thay đổi nhanh nên cần bộ PI: ̂ ∫ (3.23)

*) Để hệ thống ổn định thì dV dt ta phải thiết kế sao cho A-G.C âm,

Động cơ được thiết kế ổn định, vì vậy bộ quan sát G được điều chỉnh để các điểm cực của nó (các trị riêng của ma trận trạng thái A-G.C) tỷ lệ với các điểm cực của động cơ (các trị riêng của ma trận trạng thái A) theo một hệ số k>0 Nhờ đó, bộ quan sát cũng đảm bảo tính ổn định.

Giải phương trình để tìm nghiệm cực của động cơ và bộ quan sát

Nghiệm cực là nghiệm của phương trình sau:

| ( ) ( ) (3.27) Phương trình có hai nghiệm s 1 , s 2 thỏa mãn :

*) Bộ quan sát: có nghiệm cực là nghiệm của phương trình

Giải tương tự với động cơ ta thu được hai nghiệm , sau:

{ (3.30) Với điều kiện và với k>0

( ) (3.31) Đồng nhất hệ số ta có :

MÔ PHỎNG TRONG MATLAB&SIMULINK

Tham số động cơ

Ta sử dụng bộ tham số sau để mô phỏng

Bảng 4.1 Thông số động cơ IPM[6]

Tên Ký hiệu và giá trị Đơn vị Điện trở Stator R s = 0,57 Ω Điện cảm trục d L sd = 8,72 x 10 -3 H Điện cảm trục q L sq = 22,8 x 10 -3 H

Từ thông nam châm roto ψ p = 0,108 Wb

Mô men quán tính J = 4 x 10 -4 kg.m 2 Điện áp vào cực đại U am = 50 V

Dòng điện vào cực đại I am = 8,66 A

Các khối chức năng trong chương trình mô phỏng

Mô hình động cơ xây dựng trên hệ d-q

Khối lựa chọn thuật toán

Hình 4.2: Khối lựa chọn thuật toán

Kết quả mô phỏng ở các chế độ điều khiển cơ bản

Hình 4.3: ơ đồ khối mô phỏng hệ truyền động ở chế độ

Khi điều khiển với và tại chế độ xác lập ta có : u sd ω s L sq sq u sq s i sq ω s ψ p

Khi tính đến giới hạn điện áp thì ω dm 100 (rad/s) (Tốc độ cơ)

Từ công thức tính mô men m M 3 2 p c ψ p  Mô men định mức : m M 3 2 p c ψ p ( )

(a) Đáp ứng tốc độ (b) Đáp ứng Mô men

(c) Đáp ứng dòng điện i d , i q (d) Đáp ứng dòng điện i a , i b , i c

Toc do dat Toc do thuc Sai lech toc do

Dap ung dong dien id,iq

Dap ung dong dien ia, ib, ic

(d) Đáp ứng điện áp u a , u b , u c (e) Đáp ứng điện áp u d , u q và u s

Hình 4.4: Kết quả mô phỏng với chế độ i sd =0

Tốc độ động cơ nhanh chóng đạt giá trị đặt và tính toán chính xác Thời gian quá độ của hệ thống được cải thiện, với độ quá điều chỉnh nhỏ nhờ vào tác dụng hiệu quả của khâu tiền xử lý.

Dòng i sd có thành phần quá độ rất nhỏ, bám sát giá trị 0 chứng tỏ bộ điều khiển dòng và bộ decoupling hoạt động tốt

Với mô men đặt gần với mô men định mức ta thấy độ sụt tốc không nhiều , mô men khởi động cao

4.3.2 Mô phỏng chế độ cực đại mô men trên dòng điện MPTA

Từ công thức (2.34) ta tính được tọa độ điểm cực đại mô men của động cơ : i sd1 ( )

Từ công thức (2.17) ta có mô men cực đại của động cơ: m M1 3

2p c *ψ p i sq1 i sd1 i sq1 (L sd L sq )+ ( ) Tốc độ động cơ không còn là ω mà là ω (Tốc độ cơ) ω

Dap ung dien ap: Ua, Ub, Uc

Dap ung dien ap Ud, Uq va Us

Kết quả mô phỏng chế độ:

Bước 1 : Tại ban đầu tốc độ đặt tại 123 rad/s và mô men tải là 3.5 (N.m)

Kết quả như ở bên dưới:

(a) Đáp ứng tốc độ (b) Đáp ứng Mô men

(c) Đáp ứng dòng điện i d , i q (d) Đáp ứng dòng điện i a , i b , i c

Dap ung dong dien id,iq

Dap ung dong dien ia, ib, ic

Dap ung dien ap Ud, Uq va Us

Dap ung dien ap ua, ub, uc

Kết quả : Thuật toán MPTA hoạt động tốt Với chế độ này mô men của động cơ đã đạt được là 3.5 N.m lớn hơn so với chế độ trước là 2.8 N.m

Thời gian quá độ nhỏ < 0.1s Mô men huy động tốt

4.3.3 Mô phỏng chế độ giảm từ thông

Tính toán các giá trị :

Động cơ có ψ L p sd, do đó quỹ đạo dòng sẽ tương tự như quỹ đạo được mô tả trong Hình 2.10 Động cơ đạt tốc độ điện tối đa khi i sq = 0, với ψ p và tốc độ cơ tương ứng.

Tiếp tục mô phỏng tiếp bước 1 với thuật toán giảm từ thông

Bước 2: Tại thời điểm t=0.1 s : Giảm tải xuống còn 1 (N.m)

Bước 3: Tại thời điểm t=0.2 s : Tốc độ đặt là 323 rad/s

(a) Đáp ứng tốc độ (b) Đáp ứng Mô men

Toc do dat Toc do thuc Sai lech toc do

(c) Đáp ứng dòng điện i d , i q (d) Đáp ứng dòng điện i a , i b , i c

Hình 4.6: Kết quả mô phỏng thuật toán giảm từ thông

Nhận xét : Thuật toán giảm từ thông đã hoạt động theo đúng tính toán Đưa tốc độ động cơ lớn hơn 2 lần tốc độ cơ bản

Thời gian quá độ ở chế độ giảm từ thông lớn hơn khi tốc độ càng cao, khi tốc độ càng cao thì mô men càng giảm.

Kết quả mô phỏng ở chế độ điều khiển không dùng cảm biến tốc độ

Dap ung dong dien id,iq

Dap ung dong dien ia, ib, ic

Hình 4.8: Khối ước lượng tốc độ MRAS

Hình 4.9: Khối mô hình mẫu

Hình 4.10: Khối thực hiện thuật toán ước lượng tốc độ

(a) Đáp ứng tốc độ (b) Đáp ứng Mô men

Toc do thuc Toc do uoc luong Toc do dat

Dap ung dong dien id,iq

Dap ung dong dien ia, ib, ic

(e) Đáp ứng điện áp u d , u q và u s (f) Đáp ứng điện áp u a , u b , u c

(g) Sai lệch tốc độ (h) Sai lệch tốc độ tại thời điểm ổn định

(i) Sai lệch tốc độ tại thời điểm quá độ

(Tăng thêm 71% tải định mức)

Hình 4.11: Kết quả mô phỏng điều khiển không dùng cảm biến tốc độ

Dap ung dien ap Ud, Uq va Us

Dap ung dien ap ua, ub, uc

S a i le ch t o c d o toc do uoc luong

S a i le ch t o c d o toc do uoc luong

S a i le ch t o c d o toc do uoc luong

Goc thuc teGoc uoc luong

Các bước mô phỏng với các giá trị sau:

Với bộ tham số ước lượng tốc độ như sau : k = 1.3 Kp =1.8 Ki p00

Bước 1 : Khởi động không tải với tốc độ đặt 60rad/s

Bước 2: Tại thời điểm t=0.15s đặt tải Mc = 2 (N.m) (71% tải định mức)

Bước 3: Tại thời điểm t=0.25s tăng tốc lên 100rad/s

Bước 4: Tại thời điểm t=0.35s đặt tải Mc=2.8 (N.m) (100% tải định mức)

Kết quả được thể hiện trên Hình 4.12 Đánh giá kết quả:

- Từ đáp ứng cho thấy thuật toán đã hoạt động đúng như tính toán Tốc độ ước lượng và tốc độ thực sai lệch nhỏ

Trong giai đoạn quá độ, khi tải tăng đột ngột lên 71% so với tốc độ định mức, bộ ước lượng tốc độ đã đưa ra sai lệch lớn Tuy nhiên, sau quá trình quá độ ngắn, bộ ước lượng đã điều chỉnh và cung cấp các tính toán tốc độ khá chính xác.

- Khi tải càng tăng thì độ dao động của tốc độ ước lượng càng lớn.

Mô phỏng đánh giá sự ảnh hưởng của tham số tới việc ước lượng tốc độ

Do tham số động cơ như điện trở và điện cảm thực tế không phải là hằng số

- Điện trở là hàm của nhiệt độ, khi động cơ hoạt động có thể thay đổi đến gấp đôi điện trở định mức:

( ) ( ) ( )( ) Điện trở stator dễ thu thập hơn so với điện trở Rotor

- Điện cảm: Là thành phần phụ thuộc tải

Tham số thu thập không chính xác có thể dẫn đến sai số trong ước lượng của thuật toán, ảnh hưởng đến chất lượng bộ điều khiển Do đó, việc đánh giá tác động của sự thay đổi các tham số, đặc biệt là điện trở, đến bộ ước lượng và chất lượng hệ thống là cần thiết Để thực hiện điều này, chúng ta cần xây dựng lại mô hình động cơ trên hệ d-q như đã trình bày trong phụ lục.

Hình 4.12:Cấu trúc hệ điều khiển không dùng cảm biến tốc độ xét đến ảnh hưởng của sự thay đổi điện trở

Mô phỏng cho thấy điện trở tăng 1.5 lần từ R1=0.57 Ω lên R2=0.855Ω trong khoảng thời gian 0.2s Điều kiện mô phỏng được thiết lập với tốc độ 100 rad/s và mô men cản là 1 N.m.

Tại thời điểm 0.2s điện trở bắt đầu tăng từ giá trị 0.57 Ω Đến thời điểm 0.4s điện trở đạt giá trị 0.855 Ω và giữ nguyên đến hết quá trình mô phỏng

Kết quả mô phỏng được thể hiện trên Hình 4.13

(a)Sự thay đổi điện trở (b) Đáp ứng tốc độ

(c) Sai lệch tốc độ (d) Đáp ứng dòng điện i a , i b , i c

Anh huong dien tro den uoc luong toc do

T o c d o [ ra d /s ] - D ie n t ro [ o h m ] Toc do thuc

Toc do uoc luong Toc do dat Dien tro

S a i le ch t o c d o toc do uoc luong

Dap ung dong dien ia, ib, ic

Dap ung dien ap ua, ub, uc