TIỂU LUẬN môn công nghệ vô tuyến định nghĩa bằng phần mềm THIẾT kế bộ PHÂN TÍCH LMS với 16 QAM

CƠ SỞ LÝ THUYẾT ĐIỀU CHẾ M-QAM

CÁC PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU CHẾ SỐ CƠ BẢN

Tín hiệu số băng cơ sở là dòng các xung vuông biểu hiện giá trị bit "0" và

"1" Để tăng hiệu suất của điều chế, nhiều bit được ghép trong một ký hiệu.

Số lượng bit trong mỗi ký hiệu phụ thuộc vào đặc tính của kênh truyền dẫn, và quá trình này được gọi là điều chế tín hiệu Mặc dù lý thuyết cho rằng phổ tần của tín hiệu số là vô hạn, nhưng kênh truyền chỉ có băng tần hữu hạn Để khắc phục điều này, người ta thường hạn chế phổ tần tín hiệu thông qua việc lọc hợp lý, tuy nhiên, điều này có thể làm tăng đáp tuyến thời gian vô hạn, dẫn đến hiện tượng can nhiễu giữa các ký hiệu (ISI).

Trước tiên, chúng ta cần xem xét các kỹ thuật điều chế trước khi tiến hành lọc Một số phương pháp điều chế cơ bản thường được áp dụng trong các hệ thống vô tuyến số bao gồm:

- Khóa dịch biên độ ASK (Amplitude Shift Keying)

- Khóa dịch tần số FSK ( Frequency Shift Keying)

- Khóa dịch pha PSK ( Phase Shift Keying)

- Điều chế biên độ trực giao nhiều mức (M-QAM: Multilevel-

4 download by : skknchat@gmail.com

Trong các hệ thống vô tuyến, phương thức điều chế được lựa chọn dựa trên hai tiêu chí chính là hiệu quả sử dụng băng tần và hiệu suất công suất Hiệu quả sử dụng băng tần ɳ của hệ thống vô tuyến số được định nghĩa là ɳ = R.

B [bit /s / Hz] (1.1) trong đó : R là tốc độ bít của tín hiệu mang thông tin ( bit/s)

Độ rộng băng tần B (Hz) là yếu tố quan trọng để nâng cao hiệu quả sử dụng băng tần trong các hệ thống vô tuyến số dung lượng lớn Để tối ưu hóa tài nguyên tần số, các sơ đồ điều chế nhiều mức như M-PSK (M-aray Phase Shift Keying) và M-QAM (M-aray Quadrature Amplitude Modulation) thường được áp dụng M-PSK không đạt hiệu suất tối ưu khi số mức điều chế vượt quá tám, trong khi M-QAM với các biểu đồ tín hiệu khác nhau có chung đặc điểm là dựa vào các miền quyết định hình vuông trong quá trình xử lý tín hiệu ở máy thu Nguyên lý hoạt động của các phương thức điều chế này được minh họa qua các biểu đồ chùm sao tín hiệu.

Với một giá trị M, hiệu quả sử dụng băng tần của các phương thức điều chế nói trên có thể xác định theo công thức ɳ= R

B 1+ α trong đó: M =2 m với m là số bít của một ký hiệu ( m≥2), ɳ là hệ số uốn lọc của các bộ lọc dạng tín hiệu.

Để so sánh hiệu suất giữa các phương thức điều chế, người ta thường xem xét mức công suất cần thiết để duy trì cùng một tỷ lệ lỗi bít (BER - Bit-error Rate) Theo hình 1.1 và 1.2, công thức liên quan được thể hiện là dP = 2√EP sin(Mπ).

GVHD: Trần Văn Nghĩa SVTH: Vũ Chu Mạnh d Q Điều kiện để xác suất thu lỗi giống nhau là dP= dQ tức là:

Từ công thức (1.5) ta thấy:

- M=4, E Q /E P = 1, tức là sơ đồ điều chế

4-QAM và 4-PSK tương đương nhau.

- 48 thì E Q /E P < 1, tức là điều chế M-QAM hiệu quả hơn so với M-PSK.

Để tối ưu hóa hiệu quả sử dụng băng tần trong các hệ thống vô tuyến số có dung lượng lớn, việc chọn giá trị M lớn là rất quan trọng, do đó, điều chế M-QAM thường được áp dụng.

ĐIỀU CHẾ M-QAM

Điều chế M-QAM là một phương pháp kết hợp giữa điều chế biên độ và điều chế pha Tín hiệu M-QAM được hình thành bằng cách cộng các tín hiệu điều chế biên độ √M với các sóng mang trực giao, tạo ra tín hiệu có độ phân giải cao và hiệu suất truyền tải tốt.

GVHD: Trần Văn Nghĩa SVTH: Vũ Chu Mạnh

Quá trình điều chế M-QAM bắt đầu bằng việc chia dòng m bit đã mã hóa thành hai tín hiệu I (đồng pha) và Q (lệch pha 90 độ), mỗi tín hiệu mang m/2 bit tương ứng với 2 m/2 trạng thái Các trạng thái này được biểu diễn trong giản đồ chòm sao, giúp quan sát chất lượng và sự méo của tín hiệu số Sau khi chuyển đổi từ tín hiệu số sang tín hiệu tương tự (DAC), hai tín hiệu I và Q được đưa qua bộ điều chế, tạo thành chùm điểm gọi là chòm sao Giản đồ chòm sao thể hiện biên độ và pha của sóng mang trong mặt phẳng phức, với hệ tọa độ I và Q biểu diễn các giá trị khác nhau của tín hiệu Nhiễu trong giản đồ chòm sao xuất hiện dưới dạng hướng đi của con trỏ, tương ứng với mỗi trạng thái tín hiệu Tóm lại, M-QAM là phương pháp điều chế tín hiệu hai chiều, sử dụng tín hiệu mang thông tin để thay đổi biên độ của hai sóng mang trực giao.

Người ta có thể thực hiện điều chế QAM theo nhiều loại khác nhau được liệt kê như dưới bảng 1.

Bảng 1: Phân loại các loại điều chế QAM

Hình 1.3: Biểu đồ chùm sao của tín hiệu 16-QAM phân bố theo mã Gray

Chòm sao được phân bố theo mã Gray, với các điểm gần nhau chỉ khác một bit, giúp giảm thiểu lỗi trong quá trình giải mã, vì mã Gray chỉ dẫn đến một bit lỗi trong khi mã nhị phân có thể gây ra nhiều bit lỗi Độ nhạy của chòm sao đối với nhiễu được thể hiện qua khoảng cách giữa các điểm sao; khi số điểm trong chòm sao tăng, khoảng cách giữa các điểm lân cận giảm, làm cho chòm sao lớn như 256-QAM dễ bị nhiễu hơn so với chòm sao nhỏ như 4-QAM Kết quả lý thuyết về tỉ lệ lỗi bit (BER) cho điều chế M-QAM cho thấy tỉ lệ SNR thay đổi theo kích thước chòm sao, xác nhận rằng sự thay đổi này ảnh hưởng đến hiệu suất truyền tín hiệu.

Hình 1.4: Xác suất lỗi bít (BER) cho điều chế M-QAM

1.2.1 Sơ đồ bộ điều chế M-QAM

Sơ đồ khối bộ điều chế M-QAM được trình bày trên hình 1.5.

Chú thích: S/P : Biến đổi song song- nối tiếp

LPF : Bộ lọc thông thấp 2/L : Bộ biến đổi 2 mức thành L mức VCO : tạo sóng mang cos ω t

Hình 1.5: Sơ đồ khối bộ điều chế M-QAM

Bộ biến đổi song song - nối tiếp (S/P) chuyển đổi các cụm bit đầu vào thành hai cụm tín hiệu nhị phân không - về - không (NRZ) song song, với mỗi cụm chứa m/2 xung Các khối 2/L biến đổi các cụm NRZ thành tín hiệu A k và B k, có thể nhận L= M trị biên độ Mạch nhân được sử dụng sau mỗi mạch lọc để thực hiện điều chế biên độ tuyến tính, trong khi dạng phổ tín hiệu đầu ra được tạo ra thông qua các bộ lọc thông thấp trước mạch nhân.

Bộ điều chế M-QAM thường được xây dựng dựa trên mạch lọc căn bậc hai cosine tăng (square-root raised cosine filter) với hệ số điều chỉnh có thể thay đổi Phương pháp này sử dụng hai bộ điều chế biên độ kết hợp với sóng mang nén để tạo ra tín hiệu.

Bằng cách sử dụng bộ ánh xạ (Mapper) và phương pháp điều chế M-QAM, sóng mang sau khi được điều chế trở thành một số phức, được phân bố trên biểu đồ chòm sao theo quy luật mã Gray trên hai trục Re (thực) và Im (ảo) Mỗi điểm tín hiệu (số phức) trên biểu đồ này thể hiện thông tin về biên độ và pha của các sóng mang Tại đầu ra của bộ điều chế M-QAM, tín hiệu có thể được biểu diễn một cách cụ thể.

V (t)=A k a T (t ) cos ω c t+ B k b T (t ) sin ω c t (1.6) trong đó: a T (t), b T (t) là đáp ứng xung của các bộ lọc thông thấp.

A k , B k =±1,±2,±3,….,± M -1; ω c là tần số góc của sóng mang; k là chỉ số khe thời gian của ký hiệu được truyền.

1.2.2 Sơ đồ khối bộ giải điều chế M-QAM

Sơ đồ khối bộ giải điều chế M-QAM được trình bày trên hình 1.6 Tín hiệu lối vào bộ giải điều chế M-QAM có dạng:

V γ (t)= A k a T (t )cos ω c t + B k b T (t )sin ω c t +n(t ) (1.7) trong đó: n(t) là tạp nhiễu cộng.

Trong trường hợp đồng bộ sóng mang lý tưởng, các sóng mang giải điều chế có dạng:

Hình 1.6: Sơ đồ khối bộ giải điều chế M-QAM

Chú thích: A/D : biến đổi tương tự- số

P/S : Biến đổi song song- nối tiếp LPF: Bộ lọc thông thấp

Sau khi thực hiện nhân và loại bỏ thành phần tín hiệu hài bậc hai, hai tín hiệu giải điều chế có dạng:

Phương trình V d 2( t )=B k a T ( t )∗a R (t)+n 2 (t) mô tả đáp ứng xung của các bộ lọc thông thấp trong bộ giải điều chế thu, với a R (t) thường được gần đúng bằng bộ lọc căn bậc hai cosine tăng Ngoài ra, n 1 (t) và n 2 (t) đại diện cho các thành phần tạp âm tương hợp sau khi đã qua lọc.

Các tín hiệu V d1 (t) và V d2 (t) được lấy mẫu theo nhịp ký hiệu và chuyển đổi thành các tín hiệu Aˆ k và Bˆ k với L trị biên độ Sau đó, các tín hiệu này được giải mã thành các tổ hợp nhị phân có m/2 bit Hai nhánh tín hiệu được kết hợp tại bộ biến đổi song song – nối tiếp (P/S) để tạo ra cụm m bít lối ra.

SƠ ĐỒ KHỐI BĂNG GỐC TƯƠNG ĐƯƠNG CỦA HỆ THỐNG VÔ TUYẾN M-QAM

Hệ thống vô tuyến số M-QAM là một cấu trúc phức tạp bao gồm nhiều khối hoạt động tại các băng tần khác nhau, từ băng tần gốc đến tần số trung tần và tần số vô tuyến, với tần số công tác có thể lên tới hàng chục GHz Tuy nhiên, các đặc tính và hoạt động cơ bản của hệ thống này có thể được phân tích và đánh giá thông qua sơ đồ băng gốc tương đương Tín hiệu dải thông x(t) có thể được biểu diễn dưới dạng x(t) = r(t) cos[2πδc(t) + θ(t)] = R e[r(t) e^j[2πδc(t) + θ(t)]].

Trong bài viết này, chúng ta sẽ tìm hiểu về các ký hiệu trong quá trình điều chế tín hiệu Cụ thể, "Re(.)" đại diện cho phần thực của tín hiệu, "r(t)" là tín hiệu thực hiện điều chế biên độ, và "θ(t)" là tín hiệu thực hiện điều chế pha của sóng mang Những ký hiệu này đóng vai trò quan trọng trong việc phân tích và thiết kế hệ thống truyền thông.

Tín hiệu e j 2 πδ c ( t ) không chứa thông tin hữu ích mà chỉ đại diện cho một sóng mang không điều chế Toàn bộ thông tin của x(t) được lưu trữ trong thành phần điều biên r(t) và điều pha θ (t) Do đó, thay vì phân tích x(t), chúng ta có thể tập trung vào tín hiệu này.

Tín hiệu dải thông chứa toàn bộ thông tin và được xem là tín hiệu băng gốc vì không có sóng mang Tín hiệu ~ x L (t) thường được gọi là tín hiệu tương đương thông thấp, hay đường bao phức của tín hiệu dải thông x(t) Trong các hệ thống dải thông, thay vì phân tích hệ thống với tần số trung tâm cao, ta có thể chuyển đổi đặc tính dải thông về dạng thông thấp tương đương Việc này dựa trên biến đổi Hilbert, cho phép nghiên cứu hệ thống dải thông thông qua tín hiệu băng gốc tương đương.

Bộ điều chế s(t) Bộ lọc phát

Hình 1.7: Sơ đồ tương đương băng gốc của hệ thống viễn thông M-QAM

Sơ đồ khối tương đương băng gốc của hệ thống vô tuyến số M-QAM được minh họa trong hình 1.7 Tất cả các dạng sóng thời gian đều là tín hiệu băng gốc hoặc tín hiệu băng gốc tương đương, trong khi mọi đáp ứng tần số được thể hiện qua các hàm thông thấp hoặc hàm thông thấp tương đương của các hàm dải thông.

Hệ thống vô tuyến số M-QAM sử dụng chuỗi giá trị số liệu phức M mức {c k }, với k là chỉ số khe thời gian Mỗi ký hiệu c k được tạo ra từ bảng chữ cái M điểm { m }.

Tập hợp M điểm trên mặt phẳng pha được gọi là biểu đồ chòm sao (constellation) của tín hiệu, trong đó M-QAM truyền thống sắp xếp các điểm này theo lưới vuông góc Ký hiệu c_k có thể được biểu diễn dưới dạng c_k = a_k + jb_k, với a_k và b_k là các thành phần đồng pha và vuông pha tương ứng, trong đó a_k, b_k nhận giá trị ±1, ±3, …, ±(M - 1).

KỸ THUẬT ĐỒNG BỘ VÀ CÂN BẰNG THÍCH NGHI 15 2.1 KỸ THUẬT ĐỒNG BỘ

KỸ THUẬT CÂN BẰNG THÍCH NGHI

Trong kênh thông tin liên lạc, tính chất kênh thay đổi theo thời gian, và việc sử dụng bộ cân bằng cố định không thể giảm thiểu hiện tượng ISI và nhiễu Do đó, bộ cân bằng thích nghi là cần thiết, với chức năng tự hiệu chỉnh hệ số theo đặc trưng thay đổi của kênh Kỹ thuật này được chia thành hai loại: cân bằng trước kênh tại bộ phát và cân bằng sau kênh tại bộ thu Bài viết này tập trung vào thiết kế bộ giải điều chế tín hiệu 16-QAM, do đó chỉ đề cập đến kỹ thuật cân bằng thích nghi sau kênh tại bộ thu Để thực hiện, bộ lọc cần được huấn luyện trước khi phát dữ liệu theo hướng dẫn của một dãy huấn luyện.

Bộ lọc cân bằng thích nghi được xem như là bộ trễ lọc đường, với khả năng đồng bộ hóa thông qua khoảng cách trễ tương ứng với độ dài ký hiệu T Loại bộ cân bằng này không chỉ dễ thực hiện mà còn mang lại hiệu quả cao.

GVHD: Trần Văn Nghĩa x(nT+NT) w -N w -N +1 w

Hình 2.3: Các phần tử của bộ lọc thích nghi 2.2.1 Thuật toán bình phương trung bình tối thiểu

Công thức N y n = ∑ w k x n−k (2.3) k =−N mô tả mối quan hệ giữa đầu vào và đầu ra của bộ cân bằng Giả sử rằng các dãy đầu vào có năng lượng hữu hạn, quá trình thích nghi có thể được thực hiện bằng cách quan sát lỗi giữa dạng xung mong muốn và dạng xung thực tế tại đầu ra của bộ lọc Lỗi này giúp ước lượng hướng điều chỉnh các hệ số bộ lọc để hướng tới giá trị tối ưu Để thực hiện quá trình thích nghi, tiêu chuẩn méo đỉnh được sử dụng, với mục tiêu tối thiểu hóa méo đỉnh Tiêu chuẩn này có thể là ép về không hoặc lỗi bình phương trung bình, trong đó lỗi bình phương trung bình có khả năng sửa chữa ISI lớn hơn so với tiêu chuẩn ép về không và ít nhạy cảm hơn với xáo trộn thời gian.

Giả sử lỗi e_n = a_n - y_n, trong đó a_n là đáp ứng mong muốn và y_n là đáp ứng thực tế tại thời điểm n Lỗi bình phương trung bình, được gọi là hàm đánh giá, được tính bằng δ = E[e²_n] Hàm này giúp xác định điều kiện hoạt động tối ưu cho bộ cân bằng.

GVHD: Trần Văn Nghĩa SVTH: Vũ Chu Mạnh Đạo hàm của hàm đánh giá theo trọng số w k có thể viết:

Trung bình ở vế phải là tương quan chéo giữa tín hiệu lỗi e n và tín hiệu vào x n với lệch k mẫu:

∂ w k Điều kiện tối ưu là lỗi bình phương trung bình tối thiểu:

∂ w k Điều kiện này tương đương với R ex (k )=0 với k =0 ,±1 ,± 2, … ,± N Kết quả quan trọng này được hiểu như nguyên lý trực giao: tín hiệu trực giao với nhiễu Gauss.

Hàm bình phương trung bình lỗi là một hàm bậc hai của các tham số trọng số, thể hiện dưới dạng hàm parabolic Quá trình thích nghi liên quan đến việc điều chỉnh liên tục các hệ số nhằm tìm điểm cực tiểu của hàm parabolic, nơi mà lỗi bình phương trung bình đạt giá trị tối thiểu Do đó, việc hiệu chỉnh các trọng số sẽ diễn ra theo hướng giảm độ dốc của bề mặt lỗi, tức là ngược lại với vectơ gradient.

Thuật toán giảm độ dốc dựa trên ý tưởng về lỗi bình phương trung bình tối thiểu, được mô tả qua công thức đệ quy: w k (n+1) = w k (n) − 1 μ ∂ δ, với k = 0, ±1, ±2, …, ±N.

Trong phương trình đạo hàm, 2.9 2 ∂w k có μ là hằng số dương nhỏ, được gọi là tham số kích cỡ bước Nhân tử ẵ được sử dụng để triệt tiêu nhân tử hai Chỉ số n đại diện cho số bước lặp.

Sử dụng phương trình tương quan chéo: w k (n+1)=w k (n)+ μR ex (k ) (2.10)

Thuật toán giảm độ dốc cần phải hiểu về hàm tương quan chéo, nhưng điều này không khả thi trong môi trường không biết trước Để khắc phục vấn đề này, chúng ta có thể ước lượng đồng thời hàm tương quan chéo R ex (k) Cụ thể, dựa vào phương trình, chúng ta có thể áp dụng ước lượng này để đạt được kết quả mong muốn.

^ R ex =e n −x n−k vớik =0 ,±1 ,±2 , … ,± N (2.11) Theo cách đó ta dung công thức ước lượng tương tự: w^ k (n+1)=^w k (n)+μ e n x n−k vớik =0 ,±1 ,±2 , … ,± N (2.12)

Thuật toán bình phương trung bình tối thiểu (LMS) sử dụng trọng số cũ w^k(n) và hiệu chỉnh μe n x n − k để cập nhật trọng số Là một ví dụ của hệ số phản hồi ngược, thuật toán LMS có thể dẫn đến sự phân kỳ và tính hội tụ khó phân tích Tuy nhiên, với các giá trị nhỏ, sau nhiều bước lặp, tính chất của thuật toán LMS trở nên tương tự như thuật toán giảm độ dốc, trong đó sử dụng đạo hàm thay vì ước lượng nhiễu để tính toán trọng số.

Có thể đơn giản công thức LMS bằng các ký hiệu ma trận: n

Vế phải là tích vô hướng của hai vectơ.

Có thể tóm tắt thuật toán LMS như sau:

- Khởi phát đặt w^ 1 =0 ( tức là đặt tất cả các trọng số của bộ cân bằng bằng không tại n=1 hay t=T).

GVHD: Trần Văn Nghĩa SVTH: Vũ Chu Mạnh y n =x T n ^w n e n =a n − y n w^ k (n+1)=^w k (n)+μe n x n−k với μlàtham số kích thước

- Tiếp tục tính cho đến khi điều kiện đạt ổn định

Bộ trễ một đơn vị T

Hình 2.4: Biểu diễn đồ thị tín hiệu của thuật toán LMS

2.2.2 Phép toán của bộ cân bằng

Bộ cân bằng thích nghi hoạt động qua hai pha chính: pha huấn luyện và pha quyết định trực tiếp Trong pha huấn luyện, một dãy biết trước được truyền qua kênh và một phiên bản đồng bộ tương tự được tạo ra tại bộ thu Sau khi được làm trễ theo thời gian truyền, dãy phiên bản này được cung cấp cho bộ cân bằng để so sánh với dãy đã truyền qua kênh Dãy huấn luyện thực tế thường sử dụng dãy giả ngẫu nhiên PN (Pseudorandom Noise).

Khi quá trình huấn luyện kết thúc, bộ cân bằng chuyển sang pha thứ hai: pha quyết định trực tiếp Trong pha này sai số mắc phải là : e n =a n − y n (2.16)

Trong đó, y n đại diện cho lối ra của bộ cân bằng, trong khi aˆn là ước lượng cuối cùng, không nhất thiết phải chính xác như ký hiệu a n Trong các phép toán thông thường, quyết định tại bộ thu thường chính xác với xác suất cao, cho thấy rằng ước lượng lỗi thường chính xác trong hầu hết các trường hợp.

Bộ cân bằng thích nghi điều chỉnh theo sự thay đổi chậm của kênh trong pha quyết định trực tiếp Khi giá trị μ lớn, bộ cân bằng có khả năng phản ứng nhanh hơn, nhưng có thể dẫn đến lỗi bình quân sai số quá mức không thể chấp nhận Do đó, việc lựa chọn giá trị μ phù hợp là rất quan trọng.

2.2.3 Phương pháp thực hiện bộ cân bằng Ưu điểm của thuật toán LMS là dễ thực hiện Phương pháp thực hiện LMS có thể chia thành ba loại:

Phương pháp tương tự sử dụng công nghệ CCD (linh kiện tạo cặp điện tích) với mạch cơ bản là dãy transistor kết nối với cực máng và nguồn nối tiếp Các cực máng được ghép theo kiểu điện dung với cổng, cho phép lưu trữ tập hợp trọng số có thể điều chỉnh trong các vị trí nhớ số Phép nhân giữa các giá trị mẫu tương tự và trọng số được thực hiện một cách tương tự, mang lại hiệu quả cao trong việc xử lý tốc độ dữ liệu lớn cho các ứng dụng số.

Bộ cân bằng thích nghi x n e n aˆ n a n Bộ tạo dãy huấn luyện

Hình 2.5: Minh họa hai pha hoạt động của bộ cân bằng thích nghi

Ứng dụng số trong phần cứng liên quan đến việc lấy mẫu tín hiệu vào bộ cân bằng, sau đó thực hiện quá trình lượng tử hóa và lưu trữ trong các thanh ghi dịch Quá trình này bao gồm việc điều chỉnh tập hợp các trọng số để tối ưu hóa hiệu suất.

23 download by : skknchat@gmail.com cũng được lưu trong các thanh ghi Các mạch logic dùng để thực hiện các phép toán số học (nhân và tích lũy).

Sử dụng bộ vi xử lý lập trình được mang lại lợi ích lớn cho modem, vì nó cho phép sử dụng chung một phần cứng cho nhiều nhiệm vụ như nhân, lọc, điều chế và giải điều chế.

2.2.4 Cân bằng phản hồi quyết định

THIẾT KẾ BỘ PHÂN TÍCH LMS VỚI 16-QAM

Để thiết kế bộ cân bằng thích nghi LMS cho tín hiệu 16-QAM, chúng ta sẽ xây dựng mô hình hệ thống phát - thu tín hiệu 16-QAM qua kênh truyền mô phỏng bằng Simulink, như mô tả trong sơ đồ khối hình 3.1 Bộ phát bao gồm bộ tạo tín hiệu 16-QAM, thực hiện việc tạo dạng và nội suy tín hiệu, trước khi tín hiệu được truyền qua kênh mô phỏng chịu ảnh hưởng của nhiễu Dopler Tại bộ thu, tín hiệu 16-QAM được nhận từ bộ phát và xử lý qua một hệ thống con riêng biệt, bao gồm bộ cân bằng kênh thích nghi và khôi phục sóng mang, nhằm tái tạo lại dữ liệu ban đầu.

3.1.1 Sơ đồ demo của hãng Xilinx

Tạo dạng và nội suy tín hiệu

Bộ lọcphối hợp và cân bằng thích nghi nhận được Vòng lặp khôi phục sóng mang

Hình 3.1 Mô tả sơ đồ khối chức năng hệ thống thu phát 16-QAM

H ìn h 3 2 M ô h ìn h th iế t k ế b ộ t hu p há t tí n h iệ u 1 6- Q A M

Khối F1 trong hình 3.1 là nguồn phát tín hiệu 16-QAM sử dụng bộ lọc cosine tăng để giảm méo ISI Khi áp dụng bộ lọc cosine tăng với hệ số uốn α=1, đáp ứng xung đạt lợi ích về độ rộng xung tại nửa biên độ bằng độ dài bít T_b, đồng thời tạo ra các điểm cắt không tại (2n+1)/T_b Hai đặc tính này giúp tín hiệu qua bộ lọc cosine tăng dễ dàng tách thông tin thời gian cho việc đồng bộ Với điều chế 16-QAM, mỗi ký hiệu mang bốn bít, yêu cầu lấy mẫu nhanh gấp bốn lần tốc độ ký hiệu thông qua bộ tạo dạng và nội suy tín hiệu đa pha ở khối F2 Ngoài ra, nguồn Dopler F3 được sử dụng để bù sóng mang vào dữ liệu kênh do hiện tượng dịch tần Dopler, tuy nhiên, tín hiệu sau khi qua kênh truyền sẽ bị ảnh hưởng bởi nhiễu.

Mức độ ảnh hưởng của kênh truyền AWGN, Rayleigh hay Rice sẽ quyết định cách tín hiệu được xử lý Tín hiệu sau đó được xử lý bởi bộ lọc thích nghi ở bên thu, giảm mẫu đến tốc độ ký hiệu T và kết hợp với bộ đảo thập phân đa pha F4 để chuyển đổi từ dạng nhị phân sang thập phân với các giá trị 1/3 và 1, nhằm biểu diễn trên giản đồ chòm sao của tín hiệu 16-QAM Cuối cùng, dữ liệu được đưa đến vòng lặp khôi phục sóng mang F5 để nhận lại tín hiệu ban đầu.

Phần mềm System Generator và Simulink cho phép mô hình hóa các khối chức năng trong hệ thống thu - phát, giúp quan sát ảnh hưởng của kênh và hiện tượng quay pha Dopler trong quá trình truyền và nhận tín hiệu Để đạt được kết quả mô phỏng tối ưu, thời gian mô phỏng cần đủ lớn để số điểm chòm sao quay pha có thời gian hội tụ thích hợp Tín hiệu tại cổng ra cho chòm sao bị quay pha sẽ được chuyển đến bộ DAC để chuyển đổi từ tín hiệu số sang tương tự trước khi phát Ngôn ngữ VHDL được sử dụng để điều khiển hoạt động của giao diện phần cứng này.

Hiện nay, phương pháp điều chế biên độ trực giao (QAM) được áp dụng rộng rãi trong các hệ thống thông tin liên lạc nhằm tối ưu hóa băng thông Phương pháp này chia dòng dữ liệu đầu vào thành các nhóm N bít và thực hiện điều chế cả về biên độ lẫn pha, giúp cải thiện hiệu suất truyền tải thông tin.

Bài viết này đề cập đến việc tải xuống từ skknchat@gmail.com, cung cấp thông tin về các bít được điều chế có mối quan hệ trực giao Dưới đây là sơ đồ thiết kế khối phát tín hiệu.

16-QAM, nó chỉ có một khối duy nhất là bộ nguồn điều chế và phát tín hiệu 16-QAM.

Khối này còn bao gồm luôn cả nguồn phát kết hợp với tạo dạng và nội suy tín hiệu QAM như hình 3.3:

Hình 3.3: Sơ đồ thiết kế khối 16-QAM data shaping & interpolation

Hình 3.3-1: Sơ đồ thiết kế bộ nguồn “QAM16 source” 3.1.3 Khối mô phỏng kênh truyền

Khối mô phỏng kênh truyền có nhiệm vụ tái hiện một kênh truyền thực tế, đảm bảo phù hợp với điều kiện thu phát tín hiệu trong môi trường thực Trong sơ đồ demo này, khối channel được sử dụng để mô phỏng kênh truyền, với loại nhiễu kênh là nhiễu do dịch tần Dopler Nhiễu này gây ra sự quay pha tín hiệu thu so với tín hiệu phát ban đầu Sơ đồ tạo kênh truyền mô phỏng được thiết kế để phản ánh những yếu tố này.

Hình 3.4 : Sơ đồ khối tạo kênh truyền mô phỏng a.Khi chưa qua kênh truyền b.Đã qua kênh truyền Hình 3.4-1: Tín hiệu 16-QAM trước và sau khi qua kênh truyền

Dịch Dopler được tích hợp vào khối Dopler trong sơ đồ demo, cho thấy rằng khi có dịch tần Dopler, tín hiệu trong quá trình truyền sẽ bị quay pha, điều này được minh họa qua giản đồ chòm sao trong hình 3.4-3 Kết quả này được thu nhận từ sơ đồ thiết kế simulink Trong hệ thống thực tế, độ lệch tần số bị dịch có thể do chuyển động giữa bên phát và bên thu, cùng với một nguyên nhân khác.

Cần xem xét sự đồng bộ giữa tín hiệu 16-QAM và tín hiệu sine/cosine từ khối DDS, cũng như sự không đồng bộ thiết bị, vì điều này có thể dẫn đến thay đổi biên độ và pha của tín hiệu, gây ra hiện tượng dịch tần Doppler.

3.1.4 Khối cân bằng thích nghi

Trong khối tạo nguồn QAM, bộ lọc cosine tăng được sử dụng để tạo dạng tín hiệu nhằm giảm nhiễu, tuy nhiên chỉ khắc phục một phần nhỏ Do đó, bộ cân bằng thích nghi cần thiết cho bên thu để giảm thiểu nhiễu xuyên ký tự (ISI) và giảm méo kênh tín hiệu nhận Bộ cân bằng hoạt động đồng bộ với bộ lọc phối hợp (MF), lấy mẫu đồng bộ và bộ quyết định (2Dslicer) cùng tốc độ ký hiệu Thuật toán bình phương trung bình tối thiểu (LMS) được áp dụng để hiệu chỉnh cân bằng giữa đầu phát và thu Trong các bộ thu cải tiến, quá trình lấy mẫu diễn ra trước bộ lọc phối hợp, và tốc độ lấy mẫu phải lớn hơn tốc độ ký hiệu theo tỷ lệ nguyên như 3:2 hoặc 4:3, thường sử dụng tỷ lệ 2:1 để đơn giản hóa nhiệm vụ hạ tốc trước bộ quyết định Nếu hạ tốc diễn ra trước bộ cân bằng, nó được gọi là bộ cân bằng SRE (SRE: Symbol-rate equalizer), còn nếu hạ tốc xảy ra sau bộ cân bằng, nó sẽ là bộ cân bằng FSE (FSE: Fractionally-spaced equalizer).

Hình 3.5: Sơ đồ thiết kế khối cân bằng thích nghi

Trong sơ đồ trên, bộ lọc phối hợp không được hiển thị nhưng là yếu tố quan trọng trước khi tín hiệu đến bộ cân bằng thích nghi để giảm nhiễu Có nhiều lựa chọn thiết kế bộ lọc như bộ lọc đáp ứng xung có chiều dài hữu hạn (FIR), bộ lọc đáp ứng xung có chiều dài vô hạn (IIR) và bộ lọc lưới Bộ lọc phối hợp ở bên thu hoạt động tương tự như bên phát, nhưng có một số điểm khác biệt cần lưu ý.

- Bộ lọc phối hợp lấy mẫu tín hiệu ra tại thời điểm mỗi chu kỳ (t=T) để nhận lại tập các giá trị {ri} từ N bộ tương quan tuyến tính.

Khi tín hiệu s(t) bị nhiễu, việc sử dụng bộ lọc với đáp ứng xung phối hợp sẽ tối ưu hóa tỷ số tín hiệu trên tạp (SNR), giúp đạt giá trị cực đại cho SNR.

- Tỷ số tín trên tạp SNR cực đại của bộ lọc phối hợp phụ thuộc vào năng lượng tín hiệu s(t) chứ không phụ thuộc vào tính chất tín hiệu s(t).

Bộ cân bằng hoạt động với tốc độ lấy mẫu gấp đôi tốc độ ký hiệu, nhằm tránh hiện tượng chồng phổ theo định luật Nyquist Nó rất hiệu quả với cấu trúc đa tốc và được đặt sau bộ lấy mẫu, hoạt động như một kiểu lọc số Ngoài ra, khối quyết định tại khối khôi phục sóng mang cũng được kết nối trở lại bộ cân bằng để xác định ký hiệu đã truyền, giúp giảm xác suất lỗi sai trong quá trình nhận tín hiệu.

[1] Proakis J.G, “Digital Communication (4th edition)”, McGraw Hill, NewYork 1995.

[2]Jeruchim M.C., Balaban P., Shanmugan K.S : Simulation of Communication Systems Plenum Press, New York – Nguồn symbol, London, 1994.

[3]Kyongkuk Cho and Dongweon Yoon, Member, IEEE: “On the General BER

Expression of One-and Two –Dimensional Amplitude Modulation”, IEEE

Transactions on Communications, Vol 50, No7, July,2002.

[4] Binh N.Q., Hung V.T.: Probability Density Function of the Intersymbol

Interference Caused by Timing Error in 64-QAM Microwave Radio Systems.

Journal on Science and Technique, No.92, 2000 Military Technical University.

[5]Ferdo I (ed): Terrestrial Digital Microwave Communication Artech House Inc., 1989.

[6] Chris Dick, Fred Harris: FPGA QAM Demodulator Design, Lecture Notes In Computer Science; Vol 2438.

[7]Chris Dick, Fred Harris, Michael Rice: FPGA Implementation of Carrier Synchoronization for QAM Receivers, Journal of VLSI Signal Processing 36,5771,2004.

[8] Figryes I., Szabo Z., Vanyai P : Digital Microwave Transmission Elsevier, Amsterdam, 1989.

Tiêu đề	Thiết Kế Bộ Phân Tích LMS Với 16 QAM
Tác giả	Vũ Chu Mạnh
Người hướng dẫn	Trần Văn Nghĩa
Trường học	Trường Đại Học Điện Lực
Chuyên ngành	Công Nghệ Thông Tin
Thể loại	tiểu luận
Năm xuất bản	2022
Thành phố	Hà Nội

Định dạng
Số trang	41
Dung lượng	2,17 MB