TỔNG QUAN
Giới thiệu về SDR
Tổ chức SDR Forum cộng tác với nhóm IEEE P1900.1 đã đưa ra một khái niệm về SDR như sau:
“SDR là một hệ thống vô tuyến mà trong đó một số hoặc tất cả các chức năng lớp vật lý được định nghĩa bằng phần mềm.”
Kỹ thuật SDR cung cấp một giải pháp tiết kiệm và hiệu quả, hỗ trợ các thiết bị không dây đa dạng về chế độ, băng tần và chức năng, đồng thời cho phép nâng cấp dễ dàng thông qua phần mềm.
SDR (Software Defined Radio) là tập hợp các kỹ thuật phần cứng và phần mềm, cho phép triển khai một phần hoặc toàn bộ chức năng của hệ thống vô tuyến thông qua phần mềm và phần cứng có khả năng điều chỉnh Các thiết bị SDR thường sử dụng FPGA, DSP và các bộ xử lý khả trình khác để thực hiện các kỹ thuật xử lý tín hiệu linh hoạt.
Việc áp dụng công nghệ mới giúp tích hợp các tính năng vô tuyến tiên tiến vào hệ thống hiện có mà không cần nâng cấp phần cứng.
Với những nhà sản xuất thiết bị vô tuyến và những nhà tích hợp hệ thống,
SDR cho phép phát triển sản phẩm trên một kiến trúc nền chung, giúp nhanh chóng đưa sản phẩm mới ra thị trường Việc tái sử dụng và tái cấu hình trở nên dễ dàng, giảm chi phí phát triển và cho phép sửa lỗi ngay khi hệ thống hoạt động, từ đó giảm thời gian và chi phí vận hành, bảo trì.
SDR cho phép các nhà cung cấp dịch vụ vô tuyến bổ sung tính năng mới vào cơ sở hạ tầng hiện tại mà không cần đầu tư lớn Điều này giúp kiểm tra hệ thống trước khi triển khai Việc sử dụng nền tảng vô tuyến chung cho nhiều thị trường giúp giảm đáng kể chi phí hoạt động và hỗ trợ.
Hơn nữa, việc tải phần mềm từ xa giúp kích hoạt các bản nâng cấp và cập nhật các tính năng mới
SDR giúp người dùng cuối tiết kiệm chi phí truy cập mạng vô tuyến, cho phép họ liên lạc với bất kỳ ai, vào bất kỳ thời điểm nào và qua nhiều phương thức khác nhau.
Khi băng thông tăng từ hàng trăm MHz lên vài GHz, việc sử dụng nhiều mạch tương tự hoạt động ở các băng tần khác nhau là cần thiết Điều này không chỉ làm tăng độ phức tạp trong thiết kế mà còn dẫn đến việc tăng kích thước của thiết bị đầu cuối.
Khả năng của các bộ ADC hiện tại vẫn chưa đủ để số hóa tất cả các tín hiệu thuộc nhiều chuẩn khác nhau Để đảm bảo hoạt động trong thời gian thực, các chức năng như chuyển đổi tần số, lọc số và trải phổ cần phải được thực hiện bằng các bộ DSP song song Tuy nhiên, điều này dẫn đến độ phức tạp cao trong mạch, tiêu thụ công suất lớn và sự lãng phí.
Phân tích đúng đắn các ưu nhược điểm của các kỹ thuật trong hệ thống SDR là cần thiết để tìm ra phương pháp tối ưu Điều này giúp đảm bảo hiệu quả về kinh tế, kỹ thuật và khả năng sử dụng của hệ thống.
Các kiến trúc của bộ thu GNSS
Kiến trúc tổng quát của máy thu GNSS được chỉ ra như trong hình 1.1
Hình 1.1 Kiến trúc chung của bộ thu GNSS
Phần RF gồm cả anten thu và Front-end, sau phần RF tín hiệu được gửi tới bộ
ADC được chuyển đổi sang miền số, sau đó trải qua quá trình đồng bộ hóa phức tạp để xác định vị trí, vận tốc và thời gian (PVT).
Việc ứng dụng kỹ thuật SDR đã mang lại bước tiến quan trọng trong sự phát triển của các bộ thu GNSS hiện đại Kỹ thuật này cho phép xử lý tín hiệu số thông qua vi xử lý hoặc DSP khả trình, thay vì sử dụng mạch ASIC Nhờ đó, tín hiệu tương tự được xử lý trong phần cứng, trong khi tín hiệu số được xử lý qua phần mềm, mang lại nhiều ưu điểm vượt trội.
Cách tiếp cận này rất quan trọng đối với GNSS, vì trong tương lai gần, sẽ có thêm nhiều tín hiệu được sử dụng cho định vị, dẫn đường và định thời.
Người dùng máy thu ASIC cần đầu tư vào phần cứng mới để truy cập các tín hiệu mới, trong khi người dùng máy thu phần mềm chỉ cần nâng cấp phần mềm để xử lý các tín hiệu này.
Ranh giới giữa Front-end tương tự và Front-end số của một bộ thu phần mềm
(SW) có thể được chỉ ra như hình 1.2:
Bộ thu hoàn toàn cứng: phần xử lý tín hiệu số được thực hiện thông qua các phần cứng (HW) không thể tái cấu hình
Bộ thu được điều khiển bằng phần mềm: phần xử lý tín hiệu được thực hiện thông qua phần cứng nhưng được điều khiển thông qua phần mềm
Bộ thu SDR thực hiện xử lý tín hiệu thông qua việc sử dụng toàn bộ hoặc một phần các thiết bị có khả năng tái cấu hình, sau khi có phần Front-end phần cứng và được theo sau bởi một bộ chuyển đổi analog sang số (ADC).
Bộ thu phần mềm lý tưởng: ADC được đặt ngay sau anten và LNA, toàn bộ phần xử lý được thực hiện thông qua phần mềm
Hình 1.2 Các mức phân chia phần cứng/phần mềm trong các bộ thu GNSS
Có thể thấy hai kiểu kiến trúc SDR cho các bộ thu GNSS là kiến trúc hoàn toàn mềm và kiến trúc lai phần cứng/phần mềm
Kiến trúc hoàn toàn mềm yêu cầu tính linh hoạt cao và có thể được tính toán dựa trên máy tính cùng các hệ nhúng trong thiết bị cầm tay Khi nghiên cứu kiến trúc phi thời gian thực, tính linh hoạt đạt mức tối đa, nhưng thực tế, chúng không thể được xem là các bộ thu.
Kiến trúc FPGA là sự kết hợp giữa phần cứng và phần mềm, mang lại hiệu quả về kích thước và công suất cùng với khả năng lập trình linh hoạt Chúng cho phép tái cấu hình thuật toán và kiến trúc, do đó được nghiên cứu để phát triển công nghệ SDR trên thị trường Tuy nhiên, kiến trúc này có độ linh hoạt thấp hơn và độ phức tạp lập trình cao hơn so với kiến trúc hoàn toàn mềm.
Nhiều phương pháp đã được đề xuất để phát triển các bộ thu SDR đa băng, đa chuẩn và đa mục đích, nhằm hoàn thiện kiến trúc ngày càng hiệu quả hơn.
SDR trong lý thuyết và triển khai thực tế
Các nghiên cứu gần đây về Front-end số nhấn mạnh vào tính kinh tế, tập trung vào kiến trúc có độ phức tạp và giá thành thấp Để đánh giá hiệu quả thiết kế SDR cho bộ thu GNSS, cần xem xét các vấn đề đã gặp phải trước đây Nhiều vấn đề đã được chỉ ra trên toàn cầu với các kiến trúc khác nhau Đầu cuối SDR phổ biến nhất hiện nay thường dựa trên bảng mạch với giao diện riêng để kết nối phần RF và phần số, tuy nhiên, nhiều người sử dụng cũng tận dụng các đặc điểm của giao diện chuẩn như PCI và SCA.
PC/104) để nối các bảng mạch RF và/hoặc số của họ vào
Khi tìm kiếm giải pháp Front-end với kiến trúc lai, kiến trúc giao tiếp phần mềm (SCA) thường là sự lựa chọn hàng đầu SCA là một kiến trúc phần mềm mở, yêu cầu các nhà thiết kế phối hợp hiệu quả giữa phần cứng và phần mềm để tối ưu hóa tính linh hoạt của SDR.
Việc sử dụng máy thu GNSS nhúng trong vi xử lý hoặc DSP ngày càng phổ biến trên thị trường, tương tự như ứng dụng di động Trong tương lai gần, các máy thu phần mềm đầu tiên dự kiến sẽ tương thích với các nền tảng máy tính Các tín hiệu băng thông cao ở các dải L1/L2 có khả năng được chuyển và xử lý theo thời gian thực trên máy tính, mở ra nhiều cơ hội phát triển mới.
Việc phát triển giao diện USB cho GPS và Galileo đang được tiến hành Các bộ thu nhúng và bộ thu phần mềm đầu tiên cho thấy ưu thế vượt trội so với giải pháp phần cứng về chi phí phát triển và tích hợp, mặc dù vấn đề tiêu thụ công suất vẫn còn cần được giải quyết.
Cuối cùng, việc lựa chọn giữa DSP và các bộ xử lý phụ thuộc vào kiến trúc đã chọn, với DSP thường được sử dụng như các chip độc lập trên các bảng mạch số, trong khi các bộ xử lý có khả năng tích hợp với FPGA.
Công nghệ GNSS đang mở ra nhiều cơ hội thương mại, đặc biệt với sự ứng dụng của công nghệ SDR cho các đầu cuối và bộ thu Mặc dù SDR chưa được triển khai rộng rãi trong tất cả các ứng dụng tiềm năng, nhưng triển vọng tích hợp dịch vụ GNSS như định thời, định vị, dẫn đường với các công nghệ khác như truyền tin và các phương pháp định vị khác thông qua SDR trong tương lai gần là rất hứa hẹn.
Cấu trúc và hoạt động của các bộ thu GNSS
Sơ đồ máy thu GPS thương mại hiện nay chủ yếu giống như hình 1.3, bao gồm một anten kết nối với phần cứng RF Phần cứng này có chức năng khuếch đại, lọc, hạ tần và lấy mẫu tín hiệu.
Các mẫu tín hiệu số được cung cấp qua ASIC thực hiện tương quan số tốc độ cao với các mã và tích lũy kết quả theo chu kỳ mã Tại tốc độ 1kHz với tín hiệu GPS L1, các kết quả này được gửi tới vi xử lý khả trình để điều khiển các vòng bám đồng bộ, tạo hồi tiếp cho mạch điều khiển tần số/pha sóng mang và tốc độ mã Vi xử lý cũng thực hiện giải mã và xử lý luồng dữ liệu định vị nhằm xác định vị trí, vận tốc và độ lệch đồng hồ của máy thu so với GPS Time.
Hình 1.3 Sơ đồ bộ thu thương mại
Kiến trúc này có sự phân định rõ ràng giữa các phần, nhưng lại hạn chế tính linh hoạt và khả năng thích ứng của kiến trúc máy thu trong nhiều ứng dụng quan trọng.
Các bộ thu phần mềm sử dụng vi xử lý khả trình hoặc DSP để xử lý tín hiệu, thay vì dựa vào các thành phần phần cứng như trong bộ thu truyền thống Điều này cho phép tín hiệu tương tự được phân tách ở phần cứng và xử lý hoàn toàn bằng phần mềm, mang lại tính linh hoạt tối đa cho hệ thống.
Một bộ thu phần mềm lý tưởng thu nhận tín hiệu RF trực tiếp từ anten thông qua một ADC cải tiến, đồng thời xử lý tất cả các mẫu trong phần mềm nhờ vào một bộ xử lý khả trình.
Hình 1.4 Sơ đồ bộ thu phần mềm
Các chương tiếp theo sẽ nghiên cứu kiến trúc máy thu SDR đa kênh trong
GNSS, đặc biệt là các khối triển khai bằng phần mềm, bao gồm các chức năng như bắt đồng bộ, bám đồng bộ và định vị Để mô phỏng hoạt động của kiến trúc này, tín hiệu GNSS cần được lấy mẫu ở trung tần và tạo ra trước Chương 2 sẽ cung cấp thông tin chi tiết về tín hiệu, bao gồm cấu trúc, đặc điểm và các đặc trưng toán học liên quan.
LÝ THUYẾT TÍN HIỆU VÀ CƠ SỞ TOÁN HỌC
Các đặc trưng của tín hiệu
Tín hiệu liên tục tất định với các giá trị thực hoặc phức có năng lượng hữu hạn được xác định bởi | | Ký hiệu | | thể hiện giá trị tuyệt đối hoặc độ lớn của đại lượng phức Trong miền tần số, tín hiệu này được biểu diễn thông qua biến đổi Fourier của nó.
Tần số góc được ký hiệu là √1, và được định nghĩa bằng các đơn vị radian/s và Hz Biến đổi Fourier thường được biểu diễn dưới dạng phức.
Đại lượng thường được nhắc đến như phổ của tín hiệu, vì biến đổi Fourier cho phép đo lường phổ này Tương tự, ta cũng có phổ biên độ của tín hiệu, thể hiện sự phân bố năng lượng theo tần số.
/ là phổ pha của Và đại lượng
| | là phổ mật độ năng lượng của vì nó biểu diễn phân bố năng lượng như một hàm của tần số Ta ký hiệu | |
Biến đổi Fourier ngược của là:
Chúng ta nói rằng và tạo thành một cặp biến đổi Fourier ⟷
Phổ mật độ năng lượng của tín hiệu liên tục có thể được tính thông qua hàm tự tương quan (ACF) của tín hiệu có năng lượng hữu hạn Ký hiệu biểu diễn liên hợp phức được sử dụng để định nghĩa ACF của tín hiệu này.
Và phổ mật độ năng lượng của được xác định như sau:
Ta cũng có và tạo thành một cặp biến đổi Fourier
Tín hiệu rời rạc là một chuỗi xác định các giá trị thực hoặc phức, được lấy mẫu từ tín hiệu liên tục Nếu tín hiệu này có năng lượng hữu hạn, nó có thể được biểu diễn trong miền tần số thông qua biến đổi Fourier cho miền thời gian rời rạc.
Chú ý là chu kỳ của là 1 còn chu kỳ của là 2
Biến đổi Fourier rời rạc ngược của hoặc được cho bởi:
Chú ý rằng các giới hạn tích phân có liên quan đến tính chu kỳ của phổ
Chúng ta xét | | là phổ mật độ năng lượng của và ký hiệu là:
Phổ mật độ năng lượng của tín hiệu rời rạc cũng có thể được tính theo chuỗi tự tương quan:
∗ 2.8 thông qua biến đổi Fourier rời rạc:
Vậy trong miền tín hiệu rời rạc ta có cặp biến đổi Fourier: ⟷
Lấy ví dụ với một xung chữ nhật đơn với biên độ 1 và độ rộng xung , trong miền thời gian liên tục được biểu diễn như sau:
0, còn lại 2.10 Biến đổi Fourier của là:
Phổ biên độ | | và phổ pha như trong hình 2.1
Từ (2.4) ta có ACF của xung chữ nhật có dạng sóng tam giác, hình 2.2
Hình 2.1 Phổ biên độ và phổ pha của xung chữ nhật
Hình 2.2 Hàm tự tương quan của xung chữ nhật
Phổ mật độ năng lượng của là hàm thực do ∗ : cos 2.13
Phổ mật độ năng lượng của xung chữ nhật là (hình 2.3): cos 2
Hình 2.3 Phổ mật độ năng lượng của xung chữ nhật
Trong miền thời gian rời rạc, xung chữ nhật có dạng:
N là một số nguyên Biến đổi Fourier của là: sin sin 2.16
Một quá trình ngẫu nhiên ánh xạ kết quả của phép thử ngẫu nhiên tới các hàm thời gian, trong đó tín hiệu được coi là ổn định khi các hàm mật độ không thay đổi theo thời gian Tín hiệu ổn định là một quá trình ngẫu nhiên có năng lượng vô hạn, dẫn đến việc biến đổi Fourier của nó không tồn tại Đặc trưng phổ của quá trình ngẫu nhiên được xác định qua định lý Wiener-Khinchine bằng cách tính biến đổi Fourier của hàm tự tương quan (ACF) Do đó, phân bố công suất tín hiệu được biểu diễn như một hàm của tần số.
ACF của quá trình ổn định được định nghĩa là ∗ với biểu diễn toán tử kì vọng và là độ trễ Biến đổi Fourier ngược được cho bởi:
2.18 Đại lượng được gọi là phổ mật độ công suất của
Một quá trình ngẫu nhiên rời rạc có năng lượng vô hạn nhưng công suất trung bình hữu hạn được xác định bởi 0 Theo định lý Wiener-Khinchine, đặc trưng phổ của quá trình này có thể được xác định thông qua biến đổi Fourier của chuỗi tự tương quan.
Ví dụ, xét chuỗi xung ngẫu nhiên có biên độ 1 và mỗi xung có chu kỳ
ACF đối với hàm mẫu của một quá trình gồm một chuỗi xung ngẫu nhiên có biên độ 1 và với xác suất bằng nhau cho 1 và 1 là:
ACF được vẽ trong hình 2.4 Mật độ phổ công suất là:
Hình 2.4 Hàm tự tương quan của chuỗi xung ngẫu nhiên có biên độ 1
Hình 2.5 Mật độ phổ công suất của chuỗi xung ngẫu nhiên
Mật độ phổ công suất của (hình 2.5) có một đỉnh chính, xung quanh không có đỉnh nào đáng kể Do đó dải thông của được đo dễ dàng.
Biến đổi wavelet và loại trừ nhiễu
Biến đổi Fourier là công cụ phân tích phổ chủ yếu cho miền tần số, nhưng không cung cấp thông tin về sự thay đổi phổ theo thời gian Phương pháp này hiệu quả với tín hiệu ổn định, trong khi tín hiệu thực tế thường biến đổi do nhiễu Để khắc phục, biến đổi Fourier thời gian ngắn cho phép phân tích tín hiệu trong cả miền thời gian và miền tần số thông qua hàm cửa sổ thời gian, với chiều dài cửa sổ xác định mức phân giải thời gian và tần số Tuy nhiên, do các tín hiệu thực tế thường không tuần hoàn và có sự biến đổi phức tạp, biến đổi wavelet trở thành công cụ toán học lý tưởng để giải mã thông tin liên quan đến biên độ theo thời gian từ tín hiệu.
SNR dựa theo các đặc tính của tín hiệu
Biến đổi wavelet trong miền thời gian liên tục của được định nghĩa như sau:
Trong phân tích wavelet, các hệ số mở rộng và dịch được ký hiệu bằng ∈ và 0, trong khi dấu * biểu thị cho liên hợp phức Phép nhân với | | / nhằm chuẩn hóa năng lượng, đảm bảo rằng tín hiệu biến đổi có cùng năng lượng ở mọi tỷ lệ Hàm phân tích, gọi là wavelet mẹ, theo đó phân tích wavelet được xem là phân tích thời gian - tỷ lệ thay vì phân tích thời gian - tần số Biến đổi wavelet cho phép phân tích tín hiệu thành các tỷ lệ khác nhau với các mức độ phân giải khác nhau thông qua việc mở rộng một hàm mẫu cơ sở, wavelet mẹ Wavelet mẹ cần được thiết kế để nhận diện các đỉnh quá độ của tín hiệu xảy ra trong khoảng thời gian ngắn.
2.2.2 Biến đổi wavelet rời rạc và phân tích đa phân giải
Biến đổi wavelet liên tục có hạn chế là biểu diễn tín hiệu thường dư thừa do tính chất liên tục trên R Tín hiệu gốc có thể được tái tạo hoàn toàn bằng một mẫu nhất định Thông thường, chúng ta thực hiện việc lấy mẫu theo hai ngôi để tối ưu hóa quá trình này.
2 và 2 2.23 Với , ∈ là các số nguyên dương Thay (2.23) vào (2.22) ta có:
Trong đó , 2 2 là bản mở rộng và dịch của wavelet mẹ
Họ các wavelet mẹ mở rộng của , tạo thành một cơ sở trực giao của
Biến đổi wavelet trực giao hai ngôi, nhờ vào đặc tính trực giao, giúp loại bỏ dư thừa thông tin trong biến đổi wavelet rời rạc Phương pháp này cho phép áp dụng thuật toán phân tích đa phân giải (MRA), giúp phân tích tín hiệu thành các tỷ lệ với độ phân giải thời gian và tần số khác nhau MRA được tối ưu hóa để cung cấp phân giải thời gian tốt ở tần số thấp và phân giải tần số tốt ở tần số cao.
Khái niệm chính trong MRA là xác định các đặc trưng trung bình và chi tiết của tín hiệu bằng cách sử dụng các tích vô hướng với tín hiệu tỷ lệ và wavelet.
Sự khác nhau giữa các hàm wavelet mẹ (ví dụ, Haar, Daubechies, Coiflets,
Symlet, Biorthogonal,…) là ở cách các tín hiệu tỷ lệ và các wavelet được định nghĩa Việc chọn wavelet xác định dạng sóng cuối cùng, khác hẳn với biến đổi
Biến đổi wavelet cho phép tái tạo tín hiệu một cách duy nhất thông qua việc lựa chọn các wavelet trực giao Điều này khác với Fourier, trong đó dạng sóng luôn là hình sin.
Phân tích wavelet cho phép thu được các hệ số xấp xỉ và chi tiết ở nhiều mức khác nhau Thuật toán phân tích tín hiệu wavelet được trình bày rõ ràng trong hình 2.6 Quá trình tái tạo tín hiệu từ biến đổi wavelet và các bước xử lý tiếp theo được mô tả trong hình 2.7.
Phân tích đa phân giải cho phép nghiên cứu tín hiệu qua nhiều dải tần khác nhau, giúp quan sát các chuyển tiếp trong cả miền thời gian và miền tần số.
Hình 2.6 Phân tích wavelet đa phân giải
Hình 2.6 trình bày các bộ lọc phân tích thông thấp (h) và thông cao (g), cùng với các phép giảm lấy mẫu Nó cũng bao gồm các hệ số xấp xỉ (A) của tín hiệu gốc và các hệ số chi tiết (D) ở các mức 1, 2, v.v.
Hình 2.7 gồm các bộ lọc tái tạo thông thấp (h’), các bộ lọc tái tạo thông cao
Phép tăng lấy mẫu (g’) và các hệ số xấp xỉ (A’) của tín hiệu gốc được xử lý hoặc không xử lý ở các mức 1, 2, cùng với các hệ số chi tiết (D’) cũng được xử lý hoặc không xử lý ở các mức tương ứng.
Hình 2.7 Tái tạo wavelet đa phân giải
Liên hệ giữa bộ lọc thông thấp, bộ lọc thông cao, hàm tỷ lệ và wavelet có thể được cho như sau:
Liên hệ giữa bộ lọc thông thấp và bộ lọc thông cao là:
Với là bộ lọc thông cao, là bộ lọc thông thấp, L là chiều dài bộ lọc
Các bộ lọc thỏa mãn điều kiện tổng số điểm thường được sử dụng trong xử lý tín hiệu, được gọi là bộ lọc gương cầu phương (QMF) Hai phép lọc và giảm lấy mẫu có thể được biểu diễn một cách rõ ràng.
Việc tái tạo tín hiệu trong trường hợp này đơn giản nhờ vào các bộ lọc nửa băng tạo thành các cơ sở trực giao Quá trình tái tạo được thực hiện theo trình tự ngược lại với phân tích, trong đó các tín hiệu ở mỗi mức được tăng lấy mẫu hai lần Sau đó, các tín hiệu này được xử lý qua các bộ lọc tổng hợp (bao gồm thông cao và thông thấp) và cuối cùng được cộng lại để tạo ra tín hiệu tái tạo.
2.2.3 Loại trừ nhiễu dựa trên wavelet
Kỹ thuật loại trừ nhiễu wavelet, dựa trên biến đổi wavelet, mang lại nhiều ưu điểm so với các phương thức loại trừ nhiễu truyền thống Phương pháp này hiệu quả trong việc giảm nhiễu của tín hiệu có điểm đột biến và thường được ứng dụng trong loại trừ nhiễu ảnh video Ngoài ra, nhiều nghiên cứu cũng đã áp dụng wavelet để xử lý tín hiệu thời gian thực.
Phân tích wavelet ngày càng trở nên phổ biến nhờ những ưu điểm vượt trội so với phân tích Fourier, đặc biệt trong ước lượng, phân loại và nén tín hiệu Biến đổi wavelet giúp tập trung năng lượng tín hiệu vào một số lượng nhỏ các hệ số lớn, mang lại hiệu quả cao Đối với tín hiệu có nhiễu Gauss, việc áp dụng biến đổi wavelet với các mức ngưỡng phù hợp là phương pháp tối ưu để loại bỏ nhiễu, cải thiện chất lượng tín hiệu.
Quá trình loại trừ nhiễu wavelet thường theo các bước như sau:
Ứng dụng biến đổi wavelet cho tín hiệu có nhiễu để tạo các hệ số wavelet tới mức có thể phân biệt rõ ràng các đỉnh chuyển tiếp
Chọn giới hạn ngưỡng thích hợp ở mỗi mức và phương thức ngưỡng (lấy ngưỡng cứng hoặc mềm) để loại bỏ nhiễu tốt nhất
Biến đổi wavelet ngược với các hệ số wavelet ngưỡng giúp loại trừ nhiễu trong tín hiệu Để đạt được điều này, việc lựa chọn wavelet mẹ là rất quan trọng, vì nó không chỉ giúp xấp xỉ chính xác các đỉnh chuyển tiếp của tín hiệu gốc mà còn ảnh hưởng đến phổ tần của tín hiệu đã loại trừ nhiễu Quy trình chọn wavelet mẹ có thể dựa vào việc quan sát các đỉnh, tương quan giữa tín hiệu mong đợi và tín hiệu đã loại trừ nhiễu wavelet, hoặc năng lượng tích lũy qua các khoảng thời gian mà các đỉnh xảy ra.
∑ 2.31 với và là giá trị trung bình của tập và
2.32 với E là năng lượng và X là vector tín hiệu
Việc chọn wavelet mẹ theo hai phương pháp sau thường cho kết quả rất giống nhau b) Các giới hạn ngưỡng
Cấu trúc và đặc trưng của tín hiệu GNSS
Máy thu SDR có khả năng xử lý tín hiệu từ nhiều hệ thống vệ tinh khác nhau, bao gồm tín hiệu GPS và Galileo thông qua phần mềm Tín hiệu GPS đã được phát sóng từ lâu và được các máy thu thương mại tiếp nhận và xử lý, trong khi hệ thống Galileo đang trong quá trình triển khai.
Galileo chưa đi vào hoạt động Với cả hai hệ thống, chúng ta chỉ xem xét tín hiệu thông dụng được dùng trong dịch vụ miễn phí ở dải tần L1
Các tín hiệu GNSS L1 được phát trên tần số vô tuyến trên băng UHF Tần số
L1 được nhận từ một tần số chung f0 = 10.23 MHz: FL1 = 154f0 = 1575.42 MHz
Các thành phần của tín hiệu băng L1 của dịch vụ định vị miễn phí như sau:
Dữ liệu định vị: bao gồm thông tin liên quan tới các quỹ đạo vệ tinh
Dãy trải phổ: mỗi vệ tinh có một dãy hoặc mã trải phổ
Hình 2.9 minh họa ba thành phần trong tín hiệu GPS L1 của dịch vụ miễn phí
SPS: dữ liệu định vị có tốc độ 50 bps, mã trải phổ là mã C/A có tốc độ xấp xỉ 1
Mbps và chu kỳ 1 ms, tương ứng với chiều dài một mã là 1023 chip
Hình 2.9 Các thành phần tín hiệu GPS L1 - SPS
Tín hiệu cuối cùng được tạo ra thông qua điều chế BPSK, trong đó sóng mang bị dịch pha 180 độ ngay khi có sự thay đổi chip Khi xảy ra chuyển tiếp bit dữ liệu, pha của tín hiệu cũng bị dịch 180 độ Băng thông B của tín hiệu xấp xỉ 2 MHz, chiếm đến 90% công suất của tín hiệu.
Có thể mô hình hóa toán học tín hiệu từ vệ tinh k sau khi qua ADC như sau: cos 2.35
Các giá trị rời rạc bao gồm mã C/A, dữ liệu định vị, tần số góc của sóng mang trung tần và nhiễu sau biến đổi ADC Tất cả các giá trị này có thứ nguyên 1⁄ với tần số lấy mẫu tín hiệu trung tần.
Lấy mẫu là phép toán xử lý tín hiệu rất quan trọng trong máy thu SDR trong
GNSS là hệ thống định vị toàn cầu, và để giảm thiểu sai số trong quá trình lấy mẫu, có thể áp dụng bộ lọc thông thấp nhằm loại bỏ các thành phần tần số không mong muốn Bên cạnh đó, việc lấy mẫu tín hiệu với tốc độ cao hơn tốc độ Nyquist cũng là một phương pháp hiệu quả để cải thiện độ chính xác.
2.3.2 Dãy trải phổ và đặc trưng tương quan
Các mã trải phổ tín hiệu GNSS là các mã có tính chất của mã giả ngẫu nhiên
Các mã nhiễu giả ngẫu nhiên PRN từ vệ tinh GNSS là các chuỗi xác định với đặc tính tương tự như nhiễu Mỗi mã được tạo ra thông qua một thanh ghi dịch có hồi tiếp tuyến tính (LFSR) với phân nhánh, cho phép tạo ra chuỗi có chiều dài tối đa N = (2^n – 1) phần tử.
Mã trải phổ trong GPS được gọi là mã C/A (mã Gold), được hình thành từ tổng của hai chuỗi PRN có chiều dài tối đa với n = 10 Chuỗi p(t) của mã này lặp lại theo mili giây, do đó chiều dài chip là
1ms/1023 = 977.5 ns ≈ 1 às, tương ứng với một chiều dài 300 m khi truyền dẫn trong chân không hoặc không khí Hàm tự tương quan đối với mã C/A này là:
Chuỗi Gold bao gồm 512 bit "1" và 511 bit "0", được tạo ra một cách ngẫu nhiên nhưng hoàn toàn xác định Đặc điểm nổi bật của chuỗi này là tính giả ngẫu nhiên, không phải hoàn toàn ngẫu nhiên Hơn nữa, khoảng tương quan ACF của p(t) được xác định là -1/N, trong đó với mã C/A, hằng số này có giá trị là -1/1023.
Việc tạo ra các mã Gold được trình bày tóm tắt trong hình 2.10 Bộ tạo mã
C/A bao gồm hai thanh ghi dịch G1 và G2, mỗi thanh ghi có 10 phần tử, cho phép tạo ra các dãy có chiều dài 1023 chip Hai dãy này được cộng theo module-2 để tạo ra một mã C/A dài 1023 chip, nhưng chỉ khi đa thức có khả năng tạo ra mã với chiều dài cực đại.
Mỗi khi tới chu kỳ thứ 1023 thì các thanh ghi dịch được thiết lập lại tất cả về
1, tạo ra mã bắt đầu lại Thanh ghi G1 luôn có cấu hình hồi tiếp với đa thức:
Hình 2.10 Sơ đồ bộ tạo mã C/A
Trạng thái 3 và 10 được hồi tiếp về đầu vào Tương tự thì thanh ghi G2 có đa thức:
Để tạo ra các mã C/A khác nhau cho các vệ tinh, đầu ra của hai thanh ghi dịch được kết hợp theo những cách đặc biệt Thanh ghi G1 luôn cung cấp đầu ra của nó, trong khi thanh ghi G2 cung cấp hai trạng thái của nó cho bộ cộng module-2 nhằm tạo ra đầu ra Quá trình chọn trạng thái cho bộ cộng module-2 được gọi là chọn pha, và Bảng 2.1 thể hiện sự kết hợp của các sự chọn pha cho mỗi mã.
C/A Nó cũng đưa ra 10 chip đầu tiên của mỗi mã trong biểu diễn bát phân
Mã C/A được tạo ra bằng cách sử dụng hai thanh ghi dịch có hồi tiếp tuyến tính (LFSR) với độ dài tối đa là 2^10 - 1 Một trong số đó là thanh ghi G1, được mô tả bởi phương trình 1 + x^3 + x^10.
Còn lại là thanh ghi G2 có f(x) = 1 + x 2 + x 3 + x 6 + x 8 + x 9 + x 10 Các phần tử 2, 3,
6, 8, 9 và 10 được rẽ nhánh và cộng nhị phân để tạo ra đầu ra mới vào phần tử 1
Trong trường hợp này, đầu ra được lấy từ một bộ rẽ nhánh thứ hai thay vì phần tử 10 Các cặp thay đổi của rẽ nhánh thứ hai được cộng nhị phân, dẫn đến việc các cặp khác nhau sinh ra chuỗi giống nhau nhưng với các độ trễ khác nhau Các phiên bản trễ của chuỗi G2 được cộng nhị phân với đầu ra của G1 để tạo ra mã C/A Cả hai thanh ghi dịch G1 và G2 đều được thiết lập ở trạng thái “1” Các cặp thay đổi xen kẽ ở G2 được sử dụng để tạo ra 36 mã PRN, được gọi là mã Gold, có tương quan chéo rất thấp, gần như trực giao.
Trong tổng số 34 mã PRN, có hai mã (34 và 37) trùng lặp Một tập con gồm 32 mã đầu tiên được chỉ định cho 24 vệ tinh, và các mã này sẽ được tái tạo khi các vệ tinh cũ ngừng hoạt động và vệ tinh mới được đưa vào sử dụng.
Các mã 33 và 37 được dành riêng cho các mục đích sử dụng khác, bao gồm các bộ phát mặt đất
Bảng 2.1 Ấn định pha mã C/A
Số PRN của tín hiệu GPS
Lựa chọn pha mã của thanh ghi G2
Số chip bị làm trễ
Biểu diễn bát phân của 10 chip đầu tiên
- 37 4⊕10 950 1713 Đặc tính quan trọng nhất của mã C/A là tính tương quan Hai đặc tính tương quan quan trọng của các mã C/A có thể được phát biểu như sau:
Hầu như không có tương quan chéo giữa các mã C/A, với tất cả các mã này gần như không liên quan đến nhau Tương quan chéo giữa hai mã Ci và Ck cho hai vệ tinh i và k được xác định dựa trên các yếu tố nhất định.
Hầu như tất cả các mã C/A không tương quan với nhau, trừ khi độ trễ bằng 0, điều này khiến chúng dễ dàng bị phát hiện khi hai mã tương tự được đồng chỉnh hoàn hảo Đặc tính tự tương quan của vệ tinh k được xác định dựa trên yếu tố này.
Tự tương quan có giá trị đỉnh được xác định là R kk,peak = 2 n – 1 = 1023, trong đó n = 10 là số trạng thái của các thanh ghi dịch Các giá trị tự tương quan còn lại phải thỏa mãn bất phương trình |r kk | ≤.
2 (n+2)/2 + 1 với n = 10 ta có: |rkk| ≤ 65 Các giá trị trong tương quan chéo cũng thỏa mãn bất phương trình này
BẮT VÀ BÁM ĐỒNG BỘ
Bắt đồng bộ
3.1.1 Mục tiêu và nguyên tắc bắt đồng bộ
Bắt đồng bộ có nhiệm vụ nhận diện tất cả các vệ tinh mà bộ thu có thể phát hiện Khi một vệ tinh được nhận diện, bắt đồng bộ cần xác định hai đặc điểm quan trọng của tín hiệu.
Tần số tín hiệu từ vệ tinh có thể thay đổi so với giá trị danh định, với tín hiệu GPS trên băng L1 là tần số trung tần Sự chuyển động tương đối của vệ tinh gây ra hiệu ứng Doppler, dẫn đến dịch tần Doppler có thể lên tới một mức đáng kể.
10 kHz đối với một máy thu chuyển động, và nhỏ hơn 5 kHz với một máy thu cố định
Pha mã là điểm khởi đầu của mã C/A trong khối dữ liệu hiện tại Khi xem xét khối dữ liệu 1 ms, nó sẽ bao gồm một mã cụ thể.
C/A đầy đủ, và vì thế có điểm khởi đầu của mã
Có nhiều phương pháp khác nhau để thực hiện bắt đồng bộ dựa trên đặc tính của tín hiệu GPS, trong đó đặc tính tương quan của mã C/A đóng vai trò đặc biệt quan trọng.
Tín hiệu thu được s là một sự kết hợp của các tín hiệu từ n vệ tinh nhìn thấy:
Khi bắt đồng bộ vệ tinh k, tín hiệu đến được nhân với mã C/A cục bộ từ vệ tinh k để loại bỏ tín hiệu từ các vệ tinh khác thông qua tương quan chéo Để đảm bảo không loại bỏ thành phần tín hiệu cần thiết, mã C/A cục bộ phải được đồng chỉnh chính xác về thời gian và pha mã.
Sau khi nhân với mã C/A cục bộ, tín hiệu cần được trộn với sóng mang được tạo ra trong máy thu để loại bỏ sóng mang của tín hiệu nhận Tần số của sóng mang nội bộ phải gần sát với tần số của tín hiệu, với khả năng thay đổi lên tới ±10 kHz so với tần số danh định Do đó, cần kiểm tra các tần số khác nhau trong khoảng này Để xác định vệ tinh có thể nhìn thấy, cần tìm ra tần số với các bước nhảy 500 Hz trong 41 tần số khác nhau khi máy thu di chuyển nhanh và 21 tần số trong trường hợp máy thu đứng yên.
Sau khi trộn tín hiệu với sóng mang, các thành phần tín hiệu được bình phương và tổng hợp để tạo ra một giá trị số Quy trình đồng bộ tương tự như tìm kiếm, trong đó 1023 pha mã khác nhau được thử nghiệm với các tần số khác nhau Khi tất cả các khả năng pha mã và tần số đã được kiểm tra, quá trình dò tìm giá trị tối đa được thực hiện Nếu giá trị tối đa đạt ngưỡng xác định, vệ tinh sẽ được xác định với tần số và dịch pha tương ứng.
Tùy vào cách thực hiện dò tìm sẽ có các phương pháp bắt đồng bộ khác nhau
Ba phương pháp bắt đồng bộ phổ biến sẽ được giới thiệu ngay sau đây
3.1.2 Bắt đồng bộ tuần tự
Bắt đồng bộ tuần tự là phương pháp phổ biến trong việc đồng bộ hóa các hệ thống đa truy nhập phân chia theo mã (CDMA), như hệ thống GPS Thuật toán tuần tự được mô tả chi tiết trong sơ đồ khối hình 3.1.
Thuật toán tuần tự hoạt động bằng cách nhân tín hiệu tới với chuỗi mã PRN cục bộ, sau đó tiếp tục nhân kết quả với tín hiệu sóng mang cục bộ Kết quả của phép nhân với sóng mang cục bộ sẽ tạo ra tín hiệu đồng pha I, trong khi việc nhân với bản dịch pha 90 độ của sóng mang sẽ cho ra tín hiệu vuông pha Q.
Hình 3.1 Sơ đồ khối của thuật toán bắt đồng bộ tuần tự
Trong quá trình xử lý tín hiệu, các tín hiệu I và Q được tích phân trong khoảng thời gian 1ms, tương ứng với chiều dài của một mã C/A Sau đó, hai tín hiệu này được bình phương và cộng lại với nhau Kết quả đầu ra thể hiện phép tương quan giữa tín hiệu nhận được và tín hiệu được tạo ra cục bộ.
Khi giá trị vượt quá ngưỡng đã xác định, các tham số tần số và pha mã sẽ chính xác Ngoài ra, những tham số này có thể được áp dụng một cách hiệu quả trong thuật toán bám đồng bộ.
Bộ tạo mã PRN sản xuất 32 chuỗi mã PRN, mỗi chuỗi tương ứng với một vệ tinh cụ thể và chứa pha mã từ 0 đến 1022 chip Các mã PRN được biểu diễn bằng giá trị nhị phân “0” và “1”, nhưng trong xử lý tín hiệu, chúng thường được chuyển đổi sang dạng PNRZ với các giá trị +1 và -1 để dễ dàng hơn Tất cả các khả năng mã khởi tạo từ các vệ tinh GPS được tạo ra từ 32 chuỗi PRN này Tuy nhiên, trong lý thuyết đồng bộ tuần tự, phép nhân được thực hiện với tất cả các bản dịch của các mã PRN, dẫn đến việc cần lưu trữ không chỉ 32 mã PRN mà còn tất cả các khả năng bản dịch, tổng cộng lên đến 32736 mã PRN khác nhau Để nhân một mã PRN với tín hiệu nhận được, mã này phải được lấy mẫu với tần số fs giống như tín hiệu đến.
Bộ tạo dao động nội cần tạo ra hai sóng mang lệch pha 90 độ, bao gồm một sóng cosin và một sóng sin Tần số của sóng mang phải phù hợp với tần số trung tần ± bước nhảy tần số theo miền tần số đã kiểm tra Sóng mang này cần được lấy mẫu với tần số fs và có chiều dài 1 ms Tín hiệu phức được tạo ra thông qua hàm mũ cơ số tự nhiên e^j2πf.
Phép tích phân đơn giản là tổng của tất cả các điểm tương ứng với chiều dài của dữ liệu Sau đó, phép bình phương được thực hiện trên kết quả tổng để tính công suất tín hiệu Cuối cùng, hai giá trị từ hai nhánh I và Q được cộng lại Nếu mã cục bộ đồng chỉnh tốt với mã trong tín hiệu tới và tần số sóng mang cục bộ khớp với tần số tín hiệu tới, đầu ra sẽ có giá trị đáng kể, vượt trội hơn so với các trường hợp khác.
Thuật toán dò tìm tuần tự bao gồm hai phương pháp quét: quét tần số, trong đó quét tất cả các tần số trong khoảng tần số trung tần ±10 kHz với bước nhảy 500 Hz, và quét pha mã, quét qua 1023 pha mã khác nhau Tổng kết quả đạt được trong tất cả các trường hợp là rất quan trọng.
Hiển nhiên con số này rất lớn Điều này được xem như nhược điểm chính của phương pháp bắt đồng bộ tuần tự
3.1.3 Bắt đồng bộ song song miền tần số
Bám đồng bộ
Quá trình bám đồng bộ diễn ra sau khi bắt đồng bộ, nhằm thu thập các giá trị chính xác của pha mã và tần số, đồng thời duy trì chúng khi tín hiệu thay đổi Bám đồng bộ bao gồm hai thành phần chính: bám đồng bộ mã và bám đồng bộ sóng mang.
Bám đồng bộ mã thường được triển khai dưới dạng vòng khóa trễ, trong đó ba mã cục bộ được tạo ra tương ứng với tín hiệu đầu vào Ba bản sao này bao gồm mã sớm pha, đúng pha và muộn pha, và chúng thường lệch nhau một khoảng bằng nửa chip.
Bám đồng bộ sóng mang có thể thực hiện theo hai cách: bám đồng bộ pha tín hiệu hoặc bám đồng bộ tần số tín hiệu
Việc bám đồng bộ cần được thực hiện liên tục để theo dõi sự thay đổi về tần số và thời gian Nếu máy thu mất dấu vệ tinh, cần tiến hành một quá trình bắt đồng bộ mới với vệ tinh đó.
3.2.1 Mục tiêu và nguyên tắc bám đồng bộ
Bắt đồng bộ cho phép ước lượng thô tần số và pha mã, trong khi bám đồng bộ có nhiệm vụ tinh lọc các giá trị này, lưu trữ và giải điều chế dữ liệu định vị từ vệ tinh.
Sơ đồ giải điều chế dữ liệu định vị cơ bản được trình bày trong hình 3.6
Sơ đồ giải điều chế dữ liệu định vị bắt đầu bằng việc nhân tín hiệu tới với một bản sao sóng mang, giúp loại bỏ sóng mang khỏi tín hiệu Tiếp theo, tín hiệu được nhân với một bản sao mã, cho ra dữ liệu định vị Để thực hiện quá trình bám đồng bộ hoàn toàn và giải điều chế tín hiệu từ vệ tinh, khối bám đồng bộ cần tạo ra hai bản sao: một cho sóng mang và một cho mã.
Tín hiệu từ vệ tinh k sau khi qua ADC có thể được biểu diễn như (2.35): cos
Các giá trị rời rạc của mã C/A, của dữ liệu định vị, tần số góc của sóng mang trung tần , và nhiễu ; có thứ nguyên 1⁄
Tín hiệu tới Dữ liệu định vị
Để nhận dữ liệu định vị từ tín hiệu, cần chuyển đổi tín hiệu xuống băng cơ sở bằng cách loại bỏ sóng mang Điều này được thực hiện bằng cách nhân tín hiệu đầu vào với một bản sao sóng mang có tần số và pha giống hệt Kết quả thu được sẽ là: cos cos cos.
Số hạng thứ hai bị loại bỏ bởi bộ lọc thông thấp Tín hiệu sau khi qua bộ lọc thông thấp là:
Bước tiếp theo là loại bỏ mã bằng cách thực hiện phép lấy tương quan tín hiệu với một bản sao mã cục bộ Nếu bản sao mã hoàn toàn giống với mã trong tín hiệu, thì đầu ra của phép tương quan sẽ cho kết quả chính xác.
Quá trình giải điều chế tín hiệu từ vệ tinh đòi hỏi sự chính xác cao do sự tồn tại của nhiễu trong tín hiệu Để đạt được dữ liệu định vị chính xác, cần tạo ra hai bản sao sóng mang và mã một cách chính xác Điều này yêu cầu sử dụng các vòng hồi tiếp, trong đó vòng bám sóng mang được sử dụng để tạo bản sao sóng mang, còn vòng bám mã được sử dụng để tạo bản sao mã.
3.2.2 Bám sóng mang Để giải điều chế dữ liệu định vị thành công, một bản sao sóng mang chính xác phải được tạo ra Để bám sóng mang, chúng ta thường dùng các vòng khóa pha
(PLL) hoặc các vòng khóa tần (FLL)
Hình 3.7 Sơ đồ khối mạch bám đồng bộ trong máy thu GPS cơ bản
Sơ đồ khối tổng quát của một PLL được mô tả trong Hình 3.7, trong đó hai phép nhân tách sóng mang và mã PRN từ tín hiệu đầu vào Bộ phân biệt sóng vòng xác định sai pha giữa sóng mang cục bộ và tín hiệu vào, với đầu ra là sai pha được lọc để cung cấp hồi tiếp cho bộ dao động điều khiển bằng số (NCO) NCO này sẽ điều chỉnh tần số của sóng mang cục bộ, đảm bảo rằng nó là bản sao chính xác của sóng mang tín hiệu vào.
Một vấn đề thường gặp của PLL là sự nhạy cảm với dịch pha 180 độ Điều này xảy ra do các chuyển tiếp bit định vị, khiến cho PLL trong máy thu GPS không nhạy với dịch pha 180 độ.
Hình 3.8 Mạch vòng Costas được dùng để bám sóng mang
Mạch vòng Costas có khả năng không nhạy cảm với dịch pha 180 độ, giúp nó không bị ảnh hưởng bởi sự chuyển tiếp pha do các bit định vị gây ra Mạch này bao gồm hai phép nhân: phép nhân đầu tiên diễn ra giữa tín hiệu đầu vào và sóng mang cục bộ, trong khi phép nhân thứ hai được thực hiện giữa các thành phần khác của tín hiệu.
Bộ phân biệt sóng vòng
Bộ tạo sóng mang NCO
Bộ phân biệt sóng vòng
Bộ tạo sóng mang NCO
Mã PRN là một sóng mang bị dịch pha 90 và tín hiệu vào Vòng Costas có nhiệm vụ giữ tất cả năng lượng trong nhánh đồng pha I, thông qua việc sử dụng hồi tiếp tới bộ dao động Nếu giả định rằng bản sao mã được đồng chỉnh hoàn toàn, tích trong nhánh I sẽ tạo ra tổng như sau: cos cos.
Với là độ lệch pha của tín hiệu vào và bản sao cục bộ của sóng mang Phép nhân trong nhánh Q như sau: cos sin
Khi hai tín hiệu được lọc thông thấp sau khi nhân, thành phần tần số gấp đôi IF sẽ bị loại bỏ, và hai tín hiệu còn lại sẽ được giữ lại.
2 sin 3.11 Để tìm đại lượng cho hồi tiếp tới bộ dao động sóng mang, có thể tính sai pha của sóng mang cục bộ như sau:
Do đó sai pha được tối thiểu hóa khi tương quan trong nhánh vuông pha bằng
Bộ phân biệt arctan mang lại độ chính xác cao nhất trong các bộ phân biệt Costas, nhưng thời gian xử lý của nó lại lâu nhất Trong nhánh đồng pha, giá trị 0 và tương quan đạt cực đại.
Vòng Costas xảy ra dịch pha 180° được minh họa cụ thể trong hình 3.9
