Giải thuật điều chế sóng mang giảm số lần chuyển mạch cho nghịch lưu 3 pha 5 bậc cascade

Giải thuật điều chế sóng mang giảm số lần chuyển mạch cho nghịch lưu 3 pha 5 bậc cascade Giải thuật điều chế sóng mang giảm số lần chuyển mạch cho nghịch lưu 3 pha 5 bậc cascade Giải thuật điều chế sóng mang giảm số lần chuyển mạch cho nghịch lưu 3 pha 5 bậc cascade Giải thuật điều chế sóng mang giảm số lần chuyển mạch cho nghịch lưu 3 pha 5 bậc cascade Giải thuật điều chế sóng mang giảm số lần chuyển mạch cho nghịch lưu 3 pha 5 bậc cascade

Thông tin chung

- Tên đề tài: “Giải thuật điều chế sóng mang giảm số lần chuyển mạch cho nghịch lưu 3 pha 5 bậc Cascade”

- Chủ nhiệm: Ths Đỗ Đức Trí

- Cơ quan chủ trì: Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật Tp.HCM

- Thời gian thực hiện: 12 tháng

Mục tiêu

 Xây dựng mô hình hóa cho bộ nghịch lưu áp 3 pha 5 bậc Cascade

 Xây dựng file mô phỏng cho giải thuật điều chế sóng mang giảm số lần chuyển mạch cho nghịch lưu 3 pha 5 bậc Cascade

 Xây dựng chương trình nhúng với mô hình thực.

Tính mới và sáng tạo

Xây dựng phương trình toán và mô hình toán cho giải thuật điều khiển nhằm tối ưu hóa quá trình điều chế sóng mang, giảm số lần chuyển mạch cho nghịch lưu 3 pha 5 bậc Cascade Việc này giúp nâng cao hiệu suất hoạt động và giảm thiểu tổn thất năng lượng trong hệ thống điện.

- Luật điều khiển hiện đại

- Cải thiện tổn hao, sóng hài và giá thành cho IGBT

- Ứng dụng DSP điều khiển cho giải thuật điều chế sóng mang giảm số lần chuyển mạch cho nghịch lưu 3 pha 5 bậc Cascade

Kết quả nghiên cứu

− Xây dựng mô hình toán, phương trình toán, luật điều khiển cho giải thuật điều chế sóng mang giảm số lần chuyển mạch cho nghịch lưu 3 pha 5 bậc Cascade

− Xây dựng file mô phỏng hệ thống cho giải thuật điều chế sóng mang giảm số lần chuyển mạch cho nghịch lưu 3 pha 5 bậc Cascade

− Xây dựng mô hình thực để thực nghiệm kết quả mô phỏng.

Sản phẩm

− 01 file mô phỏng cho giải thuật điều chế sóng mang giảm số lần chuyển mạch cho nghịch lưu 3 pha 5 bậc Cascade

− 01 file nhúng mô hình thực

− 01 đĩa CD của giải thuật điều chế sóng mang giảm số lần chuyển mạch cho nghịch lưu 3 pha 5 bậc Cascade.

Hiệu quả, phương thức chuyển giao kết quả nghiên cứu và khả năng áp dụng

- Cơ sở lý thuyết cho giảng dạy và nghiên cứu

- Ứng dụng kết quả mô phỏng nhúng vào mô hình thực thông qua card DSP

General information

- Project title: “Carrier pulse width modulator algorithm to reduce switching loss in five-level Cascade inverter”

- Author: Master Đỗ Đức Trí

- Implementing institution: Ho Chi Minh City University of Technical Education

Objective(s)

- Modeling for Three phases Inverter five levels Cascade

- Constructing simulation file for Carrier pulse width modulator algorithm to reduce switching loss in five-level Cascade inverter

- Embedded program simulation for model.

Creativeness and innovativeness

- Constructing math equations, mathematical models and control algorithms for Carrier pulse width modulator algorithm to reduce switching loss in five-level Cascade inverter

- Improving witching loss, THD and value for IGBT

- Applied DSP control for Carrier pulse width modulator algorithm to reduce switching loss in five-level Cascade inverter.

Research results

− Constructing math equations, mathematical models and control algorithms for Carrier pulse width modulator algorithm to reduce switching loss in five-level Cascade inverter

− Constructing simulation file for Carrier pulse width modulator algorithm to reduce switching loss in five-level Cascade inverter

− Making model to experiment results.

Products

− 01 simulation file for carrier pulse width modulator algorithm to reduce switching loss in five-level Cascade inverter

− 01 CD simulation file of carrier pulse width modulator algorithm to reduce switching loss in five-level Cascade inverter.

Effects, transfer alternatives of research results and applicability

- Theoretical basis for teaching and research

- Applicating three phases Inverter of three phases Inverter five levels Cascade controlled embedded by DSP card

Trong bối cảnh khoa học kỹ thuật và công nghệ phát triển mạnh mẽ, lĩnh vực Điện - Điện tử cũng có những chuyển biến sâu sắc về lý thuyết và thực tiễn Người sử dụng có thể lựa chọn mạch điều khiển phù hợp với nhu cầu và mục đích của mình Trong giáo dục, lý thuyết và thực tiễn cần phải đi đôi với nhau Để đáp ứng nhu cầu này, tác giả nghiên cứu "Giải thuật điều chế sóng mang giảm số lần chuyển mạch cho nghịch lưu 3 pha 5 bậc Cascade", mở ra hướng phát triển cho các hệ nghịch lưu đa bậc đang được quan tâm trên toàn cầu.

Tính cấp thiết của đề tài

Ngày nay, với sự phát triển mạnh mẽ của các bộ điện tử công suất, mạch nghịch lưu đã trở thành một phần quan trọng trong việc biến đổi nguồn điện 1 chiều từ năng lượng xanh sạch như năng lượng gió và năng lượng mặt trời thành nguồn xoay chiều để hòa vào lưới điện Nghịch lưu hiện được thiết kế với nhiều bậc khác nhau, như 3 bậc và 5 bậc, nhằm tối ưu hóa hiệu suất Tuy nhiên, tổn hao công suất điện, chủ yếu do sự chuyển mạch của các linh kiện công suất, là vấn đề cần được chú trọng Do đó, nghiên cứu về giải thuật giảm tổn hao do chuyển mạch là rất cần thiết Đề tài “Giải thuật điều chế sóng mang giảm số lần chuyển mạch cho nghịch lưu 3 pha 5 bậc Cascade” đã được đề xuất để giải quyết vấn đề này.

Mục tiêu nghiên cứu

 Xây dựng mô hình hóa cho nghịch lưu 3 pha 5 bậc Cascade

 Xây dựng file mô phỏng cho giải thuật điều chế sóng mang giảm số lần chuyển mạch cho nghịch lưu 3 pha 5 bậc Cascade

Kết quả mô phỏng cho thấy thuật toán điều chế sóng mang giúp giảm số lần chuyển mạch trong hệ thống nghịch lưu 3 pha 5 bậc Cascade, tối ưu hóa hiệu suất của mô hình nghịch lưu áp 3 pha 5 bậc Cascade.

Ý nghĩa khoa học, thực tiễn của đề tài

Hiện nay, các phòng thực tập điện tử công suất D504, D505 với mô hình kín gặp khó khăn trong việc phát triển Tuy nhiên, sự tiến bộ của công nghệ phần mềm và phần cứng cho phép điều khiển nhiều đối tượng khác nhau chỉ bằng cách thay đổi thuật toán mà không cần thay đổi phần cứng Đề tài này sẽ bổ sung phương pháp giảng dạy hiện đại, rõ ràng và trực quan, đồng thời cải thiện tổn hao và chỉ số THD, giúp giảm giá thành của IGBT khi thực hiện công suất lớn.

Những đóng góp của đề tài

Đề tài có những đóng góp sau:

 Xây dựng phương trình toán, mô hình toán theo cơ sở lý thuyết, mô phỏng kiểm chứng cơ sở lý thuyết có phù hợp hay không

 Giải thuật theo hướng điều khiển hiện đại

 Đề tài đã sử giải thuật mới để giảm tổn hao số lần chuyển mạch cấu hình nghịch lưu 3 pha 5 bậc Cascade để tăng hiệu suất

 Đề tài sử dụng giải thuật điều khiển vòng kín nên việc điều khiển chính xác và dễ kiểm soát

Dựa trên cơ sở lý thuyết và mô phỏng, chúng tôi tiến hành chế tạo mô hình thực tế và nhúng chương trình mô phỏng vào mô hình đó Quá trình này giúp cải tiến mô hình và chuyển giao công nghệ cho các cơ sở có nhu cầu sử dụng.

Cấu trúc của đề tài

Cấu trúc của đề tài được mô tả ở phần mục lục

Chương 2: Cơ sở lý thuyết

Chương 3: Nội dung đề tài

Chương 4: Xây dựng mô hình thực nghiệm Chương 5: Kết luận

TỔNG QUAN

Tình hình nghiên cứu thuộc lĩnh vực của đề tài ở trong và ngoài nước

Nghiên cứu của tác giả Quách Thanh Hải tại trường Đại Học Bách Khoa Thành Phố Hồ Chí Minh trong luận án tiến sĩ tập trung vào kỹ thuật điều chế độ rộng xung để tối ưu hóa điều khiển nghịch lưu đa bậc Nghiên cứu này phân tích các cấu trúc nghịch lưu đa bậc, bao gồm cả nghịch lưu truyền thống và các mạch nghịch lưu lai hiện nay thông qua mô phỏng và thực nghiệm.

− Nghiên cứu bộ nghịch lưu ba pha 5 bậc trong luận văn của Lý Tịnh Trường Sơn,

Nghiên cứu "Nghịch lưu 3 pha 5 bậc cascade điều khiển bằng card dsp f28335 cho động cơ không đồng bộ 3 pha" của LV ThS Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP.HCM vào năm 2014 đã xây dựng mô hình thực nghiệm nghịch lưu 3 pha 5 bậc cascade Mô hình này tập trung vào việc ứng dụng công nghệ điều khiển hiện đại để tối ưu hóa hiệu suất của động cơ không đồng bộ 3 pha.

Nghiên cứu bộ nghịch lưu ba pha 5 bậc của tác giả Hoàng Ngọc Văn và Đỗ Đức Trí tại Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TPHCM tập trung vào kỹ thuật điều chế sóng mang bằng cách sử dụng hàm offset để giảm số lần chuyển mạch của các khóa công suất Kỹ thuật này áp dụng hàm offset như một thành phần bậc 3, giúp điều chỉnh các sóng điện áp điều khiển về ngưỡng cực đại hoặc cực tiểu của biên độ sóng mang, từ đó giảm thiểu số lần giao cắt giữa sóng điều khiển và sóng mang Nhờ vào phương pháp xây dựng hàm offset, số lần chuyển mạch của các khóa công suất/pha trong một chu kỳ có thể giảm đến 30% Kết quả nghiên cứu đã được xác thực qua mô phỏng và thực nghiệm.

1.1.1 Nghịch lưu áp 3 pha 5 bậc Cascade ở nước ngoài

Nghiên cứu về nghịch lưu đa bậc đã được phát triển chủ yếu tại các phòng thí nghiệm ở Mỹ, Úc, Hàn Quốc và Trung Quốc, tập trung vào hai hướng chính Một số công trình tiêu biểu trong lĩnh vực này bao gồm các nghiên cứu của những tác giả nổi bật.

The study titled "Losses Comparison Among Carrier-Based PWM Modulation Strategies in Three-Level Neutral-Point-Clamped Inverter" explores the application of carrier-based PWM modulation techniques It focuses on utilizing an offset function to minimize the number of switching transitions, ultimately aiming to enhance the efficiency of three-level neutral-point-clamped inverters.

Khóa công suất nghịch 5 bậc cầu H sử dụng hàm offset với thành phần bậc 3 để điều chỉnh sóng điện áp, giúp đưa các tín hiệu về ngưỡng cực đại hoặc cực tiểu của biên độ sóng mang.

Nghiên cứu "A Novel Switching Sequence Design for Five-Level H NPC-Bridge Inverters With Improved Output Voltage Spectrum and Minimized Device Switching Frequency" đề xuất một trình tự chuyển mạch mới sử dụng kỹ thuật điều chế vector không gian (SVPWM) nhằm tối ưu hóa giảm hài bậc cao và tần số chuyển mạch của các khóa công suất Cấu hình nghịch lưu được khảo sát là nghịch lưu lai 5 bậc, với mỗi pha bao gồm hai nhánh NPC: một nhánh kết nối với thiết bị đầu ra và nhánh còn lại kết nối với điểm trung tính Mỗi cầu H được cấp nguồn bởi nguồn DC độc lập, mang lại hiệu quả cao trong việc cải thiện quang phổ điện áp đầu ra.

Bài báo "A Multilevel SVPWM Algorithm for Linear Modulation and Over Modulation Operation" đề xuất một thuật toán SVPWM chung cho biến tần đa bậc, dựa trên tiêu chuẩn SVPWM hai bậc Thuật toán này giúp đơn giản hóa quá trình tính toán cho biến tần n bậc, nhờ vào việc áp dụng các phương pháp SVPWM đa cấp dựa trên điều chế hai bậc Các thuật toán SVPWM được đề xuất có khả năng hoạt động trong cả chế độ điều chế tuyến tính và chế độ quá điều chế Biến tần 5 bậc Cascade sử dụng những phương pháp này, mang lại lợi ích với số lần chuyển mạch thấp và chỉ số THD áp tải tối ưu.

1.1.2 Nghiên cứu nghịch lưu áp 3 pha 5 bậc Cascade ở Việt Nam

Nghiên cứu về điều khiển nghịch lưu 3 pha 5 bậc Cascade đang được triển khai tại các trường đại học trên toàn quốc, nhằm kết hợp với năng lượng mặt trời để cung cấp điện xoay chiều 1 pha và 3 pha cho các thiết bị dân dụng cũng như công nghiệp Việc khai thác năng lượng gió, thủy điện và năng lượng mặt trời đang trở nên cấp bách, và ứng dụng của nghịch lưu áp đa bậc trong thực tiễn đang dần trở thành hiện thực.

1 Nghiên cứu kỹ thuật điều chế độ rộng xung để điều khiển tối ưu nghịch lưu đa bậc trong luận án tiến sĩ của tác giả Quách Thanh Hải, trường Đại Học Bách Khoa Thành Phố Hồ Chí Minh

2 Lý Tịnh Trường Sơn, “Nghịch lưu 3 pha 5 bậc cascade điều khiển bằng card dsp f28335 cho động cơ không đồng bộ 3 pha”, LV ThS Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP.HCM, 2014

3 Hoàng Ngọc Văn, Đỗ Đức Trí, … “Giải thuật điều chế sóng mang giảm số lần chuyển mạch cho nghịch lưu Cascade 5 bậc”, Tạp chí Khoa học Giáo dục Kỹ thuật Tạp chí Khoa học Giáo dục Kỹ thuật, 1859 – 1272, Số 41, 3-2017

CƠ SỞ LÝ THUYẾT CHO BỘ NGHỊCH LƯU ÁP 3 PHA 5 BẬC

Mô hình hóa của bộ nghịch lưu áp 3 pha n bậc Cascade

Mô hình hóa của bộ nghịch lưu áp 3 pha 5 bậc Cascade có điện áp ngõ vào là

VDC và điện áp ngõ ra là VAC ba pha và được mô tả như sau:

Nguồn DC Khóa IGBT Tải RL

Hình 2.1 Mô hình hóa bộ nghịch lưu áp 3 pha 5 bậc Cascade

VDC (Ua1, Ua2): Điện áp ngõ vào [V]

A (Uan): Điện ngõ ra AC pha A [V]

B(Ubn): Điện ngõ ra AC pha B [V]

C(Ucn): Điện ngõ ra AC pha C [V]

Sa, Sb, Sc: Các khóa đóng, ngắt.

Cơ sở lý thuyết và phương trình toán bộ nghịch lưu 3 pha 5 bậc Cascade

Sử dụng nguồn DC riêng là lựa chọn hợp lý khi có sẵn các nguồn như acquy hoặc pin Mỗi pha của nghịch lưu đa bậc kiểu có thể được phân tích để tối ưu hóa hiệu suất sử dụng nguồn.

Cascade gồm nhiều bộ nghịch lưu áp cầu một pha ghép nối tiếp, các bộ nghịch lưu áp dạng cầu một pha này có các nguồn DC riêng

Bằng cách kích hoạt các khóa công suất trong mỗi bộ nghịch lưu áp một pha, ba mức điện áp (-u, 0, u) được tạo ra Sự kết hợp hoạt động của p bộ nghịch lưu trên một nhánh pha tải tạo ra p khả năng mức điện áp âm (-u, -2u, -3u, , -pu) và p khả năng mức điện áp dương (u, 2u, 3u, , pu), cùng với mức điện áp 0 Với điện áp nguồn DC như nhau (Cascade chuẩn), số khóa công suất (k) trên một pha liên quan đến số bậc (n) theo công thức k=2*(n-1) Tần số đóng ngắt trong mỗi modul của mạch này có thể giảm đi n lần, và dv/dt cũng tương tự Điện áp áp đặt lên các linh kiện giảm 0,57 lần, cho phép sử dụng IGBT điện áp thấp.

Mỗi modul nghịch lưu cầu 1 pha trong mạch này sử dụng một nguồn DC Uxi riêng biệt, với x là chỉ số pha và i là chỉ số modul Do đó, modul thứ i sẽ có ba trạng thái đầu ra là (-Uxi, Uxi, 0) Như vậy, với n modul, ta sẽ có nhiều trạng thái đầu ra khác nhau.

Trong cấu trúc nghịch lưu kiểu cascade với 2 modul, có 9 mức điện áp pha tải tương ứng với 16 trạng thái chuyển mạch, bao gồm 4 trạng thái kích và 3 trạng thái ra khác nhau cho mỗi pha Khi điện áp nguồn DC cung cấp cho các modul là Ux1 3.Ux2 = 3.u, sẽ có sự tương ứng giữa điện áp ra và trạng thái kích.

- Nếu chọn các nguồn Uxi bằng nhau và có giá trị u thì do:

Ux1 = Ux2 = u -Ux1 = -Ux2 = -u Nên chỉ còn 5 trạng thái ra là (-2u, -u, 0, u và 2u) ứng với dạng nghịch lưu chuẩn

5 bậc đã rất thông dụng

Bảng 2.1 Điện áp ra và trạng thái kích tương ứng với cấu trúc hình 1.2-1 (Ux1=3u,

STT U xg S 1Px S 1Tx S 2Px S 2Tx S 1Pxn S 1Txn S 2Pxn S 2Tx

Bài viết sẽ phân tích cấu trúc cascade với n modul, trong đó điện áp nguồn DC tại các modul được ký hiệu là Uxj với x = a, b, c và j là chỉ số modul, giả sử Uaj = Ubj = Ucj Mỗi modul có hai nhánh, được gọi là nhánh T (trái) và nhánh P (phải) Các linh kiện trong modul thứ j sẽ được ký hiệu là SxTj, SxTj’, SxPj và SxPj’ Các linh kiện này sẽ được kích hoạt đóng nghịch nhau theo từng nhánh.

KxPj + KxPj’ =1 Gọi TSxTj và TSxPj là trạng thái của khóa công suất nhánh trái và nhánh phải của modul thứ j pha x (SxTj và SxPj) Đặt:

Uxgj là điện áp ra của modul thứ j

Thì với mỗi modul thứ j sẽ có bảng quan hệ điện áp ra Uxgj với trạng thái chuyển mạch như bảng 2.2 sau đây:

Bảng 2.2 Quan hệ điện áp ra Uxjout với trạng thái chuyển mạch của modul thứ j

STT Uxgj TSxj TSxPj TSxTj TSxPj’ TSxTj’

Uxgj = (TSxj)Uxj = (TSxTj - TSxPj).Uxj (2.2) Các modul nối tiếp nhau nên điện áp pha – ground nguồn DC tại các nhánh là Uxg được tính:

Khi khảo sát cấu trúc cascaded chuẩn các nguồn Uxj sẽ có giá trị như nhau và bằng u

Do đó, (2.3) được viết lại:

  thì có thể viết lại (2.4) theo cả 3 pha là: ag Sa bg Sb cg Sc

Tương tự, sẽ có được các công thức tính điện áp pha - tâm tải (Uxn) và điện áp dây (Uxy) tại (2.6) và (2.7):

 cg bg ag cn bn an

 cn bn an ca bc ab

2.2.1 Các phương pháp điều khiển bộ nghịch lưu áp

2.2.1.1 Phương pháp điều khiển độ rộng xung sin SPWM

SPWM, hay Điều Biến Độ Đỉnh Xung Sin, là phương pháp tạo ra giản đồ xung để điều khiển các linh kiện trong một pha tải bằng cách so sánh sóng mang tam giác với tín hiệu điều khiển dạng sin Trong bộ nghịch lưu n bậc, số lượng sóng mang sử dụng là n-1, tất cả đều có tần số và biên độ đỉnh đỉnh giống nhau Tín hiệu điều khiển được xác định bởi biên độ (Am) và tần số (fm), trong khi sóng mang có biên độ (Ac) và tần số (fc) Sóng điều khiển dao động quanh tâm của hệ thống sóng n-1 mang; nếu sóng điều khiển lớn hơn sóng mang tương ứng, linh kiện sẽ được kích hoạt, ngược lại, nếu sóng điều khiển nhỏ hơn, linh kiện sẽ bị khóa.

Gọi ma chỉ số biên độ (amplitude modulation ratio): m a c m =A A

Nếu ma ≤ 1 thì biên độ sóng sin nhỏ hơn sóng mang, quan hệ giữa thành phần cơ bản của áp ra và áp điều khiển là tuyến tính

Gọi mf là tỉ số điều chế tần số (frequency modulation ratio): c f m m = f f

Việc gia tăng giá trị mf sẽ làm tăng tần số sóng hài xuất hiện Tuy nhiên, một nhược điểm của việc này là tổn hao do dóng ngắt lớn Đối với bộ nghịch lưu một pha, biên độ áp pha hài cơ bản cần được xem xét kỹ lưỡng.

U t(1)m = m a × U với Vd là tổng điện áp nguồn DC (2.10) Đối với bộ nghịch lưu 3 pha, biên độ áp pha hài cơ bản: t(1)m a

Hình 2.2 Dạng sóng mang, sóng điều khiển và xung kích điều chế liên tục

Khi giá trị ma lớn hơn 1, biên độ điều chế vượt quá biên độ sóng mang, dẫn đến sự gia tăng không tuyến tính của biên độ hài cơ bản theo ma Tại thời điểm này, sóng hài bậc cao bắt đầu xuất hiện và tăng dần cho đến khi đạt đến mức giới hạn được xác định bởi phương pháp 6 bước.

Phương pháp SPWM đạt được chỉ số lớn nhất trong vùng tuyến tính khi biên độ sóng điều chế bằng biên độ sóng mang Khi đó:

Với: U(1)m là biên độ hài cơ bản

U(1)m-six_step là biên độ cực đại hài bậc cao theo phương pháp 6 bước

Hình 2.3 Dạng sóng mang, sóng điều khiển và xung kích điều chế gián đoạn

Hình 2.4 Đường đặc tuyến giữa chỉ số m và tỉ số biên độ sóng sin/biên độ sóng mang

2.2.1.2 Phương pháp điều chế độ rộng xung cải biến (MSPWM: Modified SPWM)

Phương pháp SPWM gặp nhược điểm trong khả năng điều khiển tuyến tính chỉ khi chỉ số điều chế m nằm trong khoảng 0 ≤ m ≤ 0.785 (tương ứng với ma ≤ 1) Để mở rộng khả năng điều khiển này, phương pháp điều chế độ rộng xung sin cải biến đã được áp dụng, trong đó mỗi sóng điều chế được cộng thêm tín hiệu thứ tự không (sóng bội ba) Phương pháp này cho phép điều khiển tuyến tính điện áp tải với chỉ số điều chế trong khoảng 0 ≤ m ≤ 0.907, đạt được biên độ sóng hài bậc một điện áp tải tối đa bằng Vd 3, với chỉ số điều chế cực đại được tính toán.

Nguyên lý thực hiện giản đồ kích đóng linh kiện dựa vào việc so sánh các tín hiệu điều khiển với sóng mang tần số cao dạng tam giác Sóng điều chế được hình thành từ việc cộng tín hiệu sin với thành phần hài bội ba Phương pháp này cho phép chỉ số điều chế trong vùng điều chế tuyến tính đạt giá trị lớn hơn 0,907.

Hình 2.5 Dạng sóng điều khiển và sóng mang MSPWM

Hình 2.6 Dạng xung kích trong MSPWM

2.2.2 Các dạng sóng mang dùng trong kỹ thuật PWM

2.2.2.1 Hai sóng mang kế cận liên tiếp nhau sẽ bị dịch 180 độ - APOD (Alternative Phase Opposition Disposition)

Hình 2.7 Hình dạng sóng mang APOD

2.2.2.2 Bố trí cùng pha – PD (Phase Disposition): Tất cả các sóng mang điều cùng pha

Hình 2.8 Hình dạng sóng mang PD

2.2.2.3 Bố trí đối xứng qua trục zero – POD (Phase Opposition Disposition)

Sóng mang nằm trên trục zero sẽ cùng pha nhau, ngược lại các sóng mang cùng nằm dưới trục zero sẽ bị dịch đi 180 độ

Hình 2.9 Dạng sóng mang POD

Trong nghiên cứu này, tác giả đã sử dụng dạng sóng mang PD, cho phép điều khiển dễ dàng Bên cạnh đó, việc sử dụng sóng mang POD và APOD không mang lại sự cải thiện đáng kể về điện áp common mode trong nghịch lưu 3 pha 5 bậc Cascade.

CHƯƠNG 3: NỘI DUNG BỘ NGHỊCH LƯU 3 PHA 5 BẬC

CASCADE ĐIỀU KHIỂN BẰNG CARD DSP

Mô hình toán học, phương trình toán bộ nghịch lưu áp 3 pha 5 bậc Cascade

Nguồn DC Khóa IGBT Tải RL

Hình 3.1 Mô hình hóa của bộ nghịch lưu 3 pha 5 bậc Cascade

VDC (Ua1, Ua2): Điện áp ngõ vào [V]

A (Uan): Điện ngõ ra AC pha A [V]

B(Ubn): Điện ngõ ra AC pha B [V]

C(Ucn): Điện ngõ ra AC pha C [V]

Sax, Sbx, Scx: Các khóa đóng, ngắt

Mô hình toán của bộ nghịch lưu áp 3 pha 5 bậc Cascade:

STT Uxgj TSxj TSxPj TSxTj TSxPj’ TSxTj’

Bảng 3.1 Mô hình toán của bộ nghịch lưu áp 3 pha 5 bậc Cascade

3.1.2 Phương trình toán của bộ nghịch lưu áp 3 pha 5 bậc Cascade

Với TSxch được định nghĩa theo (3.2) với Ch=T,P (biểu thị nhánh trái và phải)

Uxgj = (TSxj)Uxj = (TSxTj - TSxPj).Uxj (3.2) Trong đó j là chỉ số khóa chuyển mạch có giá trị 1-2 và T là trạng thái khóa công suất

Do đó điện áp pha - tâm nguồn DC được xác định theo (3.3)

Khi khảo sát cấu trúc cascaded chuẩn các nguồn Uxj sẽ có giá trị như nhau và bằng u

Do đó, (3.3) được viết lại:

  thì có thể viết lại (3.4) theo cả 3 pha là: ag Sa bg Sb cg Sc

Tương tự, sẽ có được các công thức tính điện áp pha - tâm tải (Uxn) và điện áp dây (Uxy) tại (3.6) và (3.7):

 cg bg ag cn bn an

 cn bn an ca bc ab

3.1.3 Xây dựng bộ điều khiển

3.1.3.1 Vấn đề tổn hao do chuyển mạch và đề xuất giải thuật

Trong mạch nghịch lưu, tổn hao điện bao gồm tổn hao trên nguồn cung cấp, dây nối, mạch kích khóa công suất và khóa công suất Trong số các tổn thất này, tổn thất trên khóa công suất là lớn nhất, phụ thuộc vào kỹ thuật và thuật toán điều chế Tổn hao trên khóa công suất bao gồm tổn hao dẫn điện và tổn hao do sự chuyển mạch, có thể được xác định theo công thức cụ thể.

Tổn hao do sự chuyển mạch (PSS) được xác định bởi số lần chuyển mạch trong một chu kỳ điện áp điều khiển của các khóa công suất, theo công thức (3.9).

Trong nghiên cứu về công nghệ chuyển mạch, số lần khóa chuyển mạch từ OFF sang ON (n) và từ ON sang OFF (m) đóng vai trò quan trọng Năng lượng cần thiết để khóa công suất dẫn (EON) và ngắt (EOFF) cùng với điện áp (VCEi, VCEj) và dòng điện (ICi, ICj) tại các trạng thái chuyển mạch ảnh hưởng đến hiệu suất hoạt động Khi số lần chuyển mạch tăng, đặc biệt trong vùng điện áp và dòng điện lớn, tổn hao năng lượng trên khóa sẽ gia tăng, dẫn đến chi phí làm mát cao hơn và yêu cầu sản xuất các khóa công suất có khả năng chịu nhiệt tốt hơn Do đó, bên cạnh việc nghiên cứu các dạng nghịch lưu đa bậc, việc tìm kiếm giải thuật giảm số lần chuyển mạch hoặc giảm tần suất chuyển mạch trong vùng điện áp và dòng điện lớn cũng trở nên cần thiết.

Giải thuật PWM cải biến giảm số lần chuyển mạch bổ sung thành phần bậc 3, gọi là điện áp offset, nhằm giảm tần suất chuyển mạch của các khóa có điện áp điều khiển lớn nhất Trong đó, vx là điện áp điều khiển pha x ban đầu, còn vrx là điện áp điều khiển được tính toán từ giải thuật này để đưa vào mạch điều chế Biên độ các sóng mang tam giác đều bằng nhau và bằng 1 Đối với nghịch lưu 5 bậc Cascade, ngưỡng mà điện áp điều khiển có thể dịch chuyển là ±2, tùy thuộc vào khoảng cách nhỏ nhất từ điện áp điều khiển đến các ngưỡng trên Hàm offset được định nghĩa theo [9].

−Min N nếuMin P > Min N ( 3.10) Trong đó MinP và MinN là khoảng cách cực tiểu từ các điện áp điều khiển đến ngưỡng +2 và -2;

Hàm offset đóng vai trò là thành phần bậc 3, giúp điều chỉnh điện áp điều khiển về vị trí mới với độ dịch chuyển tối thiểu trong ba pha Đồng thời, pha có biên độ gần nhất với giá trị cộng hoặc trừ 2 sẽ được điều chỉnh về ngưỡng +2 hoặc -2.

Giải thuật PWM cải biến giúp giảm số lần chuyển mạch, đặc biệt ở những thời điểm điện áp điều khiển đạt cực đại, tương ứng với biên độ tối đa và tối thiểu của sóng mang Tuy nhiên, giải thuật này vẫn chưa khai thác triệt để các ngưỡng đỉnh.

24 và đáy của các sóng mang và cũng chưa phải là thời điểm tối ưu về giảm tổn hao (tích

Để giảm tổn thất năng lượng do chuyển mạch trong các vùng có VCE và IC lớn nhất, cần đề xuất một giải thuật tập trung vào việc giảm số lần chuyển mạch Giải pháp này không chỉ giúp tiết kiệm năng lượng mà còn đảm bảo chỉ số THD đáp ứng theo quy định.

Theo nghiên cứu, tổn hao do sự chuyển mạch phụ thuộc vào điện áp đặt lên khóa dòng và số lần chuyển mạch trong chu kỳ điện áp điều khiển Với nghịch lưu 3 pha 5 bậc Cascade, giá trị VCEi và VCEj luôn bằng UDC, do đó giảm sự chuyển mạch của các khóa có điện áp điều khiển và dòng tải cực đại sẽ giảm sự chuyển mạch ở pha có dòng tải cực đại Giải thuật thực hiện sẽ dời điện áp điều khiển về các ngưỡng sóng mang theo trị tuyệt đối dòng tải các pha Điện áp điều khiển pha x được xác định theo công thức vx = v1,x cos(ωt + jx) + 2 + v offset, trong đó các ngưỡng so sánh của sóng mang là 0, 1, 2, 3 và 4.

L x = [ int(v x ) if int(v x )< 4 int(v x )− 1 else (3.12) ex= v x − L x (3.13)

Gọi IxABS là là giá trị tuyệt đối của dòng điện pha x.

Và các ma trận được xác định từ công thức (3.14) đến công thức (3.19)

Hình 3.3 Nguyên lý của giải thuật đề xuất

Với Va, Vb, và Vc được thể hiện ở hình 3.3, có 4 trường hợp chúng ta có thể xác định được điện áp offset trong bảng 3.2

Trường hợp Điều kiện Hình Offset

Điện áp điều khiển (vx) sau khi cộng offset sẽ chuyển đến vị trí mới trong pha có offset nhỏ nhất, đồng thời đạt giá trị tuyệt đối của dòng tải lớn nhất hoặc trung bình.

Hình 3.4 Lưu đồ giải thuật đề xuất

Giải thuật đề xuất sử dụng các lệnh đơn giản như cộng, trừ và so sánh, giúp giảm thiểu thời gian tính toán khi triển khai Điều này làm cho giải thuật trở nên lý tưởng cho các ứng dụng điều khiển vòng kín và các phương pháp điều khiển kỹ thuật khác.

Tính [I max ] [I min ] [I med ] (Công thức: 3.17, 3.18, 3.19)

Tính [e max ] [e min ] [e med ] (Công thức: 3.20, 3.21, 3.22)

Mô phỏng giải thuật đề xuất trên bộ nghich lưu 3 pha 5 bậc H-NPC

3.2 Mô phỏng giải thuật đề xuất trên bộ nghịch lưu 3 pha 5 bậc Cascade

- Điện áp DC trên các nhánh: V d = 100V dc

- Tín hiệu sóng điều khiển 3 pha lệch pha 120 o , tần số 50Hz

- Tần số sóng mang: 10Khz

- Tải 3 pha RL cụ thể R@Ω ; L=0.1H

Hình 3.5 Sơ đồ khối mô phỏng trong PSIM

Hình 3.5 trình bày sơ đồ khối mô phỏng trên PSIM, bao gồm các thành phần như khối tạo sóng Sin cải biến, khối sóng mang với tần số 10kHz, ba khối tạo xung kích a, b, c, khối nghịch lưu Cascade, khối tải ba pha và khối cảm biến dòng.

Sơ đồ nguyên lý mô phỏng trong PSIM như sau:

KHỐI CÔNG SUẤT NGHỊCH LƯU 3 PHA 5 BẬC CẦU H - NPC

Hình 3.6 Mô hình mô phỏng bộ nghịch lưu 3 pha 5 bậc Cascade giảm tổn hao

3.2.3 Chức năng các khối trong mô hình

Phát sóng điều khiển sin 3 pha, độ lệch pha nhau 120 0

Hình 3.7 Khối tạo áp điều khiển

 Dạng sóng tạo áp điều khiển

Hình 3.8 Áp điều khiển 3 pha với dạng sóng sin cải biến

3.2.3.2 Khối sóng mang và so sánh tạo xung kích

 Khối tạo sóng mang và so sánh tạo xung kích:

Hình 3.9 Khối sóng mang và so sánh tạo xung kích

Hình 3.10 Dạng sóng xung kích pha A

Kết quả mô phỏng với chỉ số điều chế m = 0.75 và tải R = 40Ω, L = 0,1H 30 1 Kết quả mô phỏng

 Điện áp pha 3 pha tâm nguồn

Hình 3.11 Dạng sóng điện áp pha A, B, C tâm nguồn

Hình 3.11 là điện áp tâm nguồn 3 pha với năm mức điện áp -200V; -100V; 0V; 100V; 200V nên gọi là năm bậc, với góc lệch pha 120 0 mỗi pha

Hình 3.12 Dạng sóng điện áp tâm tải 3 pha

 Hình 3.12 dạng sóng điện áp cung cấp cho tải 3 pha với góc lệch pha nhau

Hình 3.13 Dạng sóng dòng điện tải 3 pha

 Dòng điện tải pha a và điện áp tâm nguồn pha A:

Hình 3.24 Dạng sóng điện áp tâm nguồn pha A và dòng điện pha A

 Dòng điện tải pha B và điện áp tâm nguồn pha B:

Hình 3.35 Dạng sóng điện áp tâm nguồn pha B và dòng điện pha B

 Dòng điện tải pha C và điện áp tâm nguồn pha C:

Hình 3.46 Dạng sóng điện áp tâm nguồn pha C và dòng điện pha C

 Phân tích FFT điện áp và dòng điện tải pha a

Hình 3.17 Kết quả phân tích FFT áp tải và dòng tải pha A

Hình 3.17 (a) trình bày phân tích FFT dòng điện tải pha a với tổng hài tổng thể (THD) là 0.46% và dòng điện hiệu dụng đạt 2,24A tại tần số 50Hz Trong khi đó, hình (b) phân tích FFT áp tải pha a với THD 2.46% và điện áp hiệu dụng là 113V tại cùng tần số 50Hz.

Với phương pháp đề xuất ở trên khi mô phỏng đạt được kết quả như sau:

- Điện áp nghịch lưu có 5 bậc tương ứng mức điện áp – 200V; - 100V; 0V; 100V;

- Dòng điện tải khi xác lập sin hơn lúc dao động với chỉ số điều chế m = 0.7

- Qua phân tích FFT tín hiệu của áp nghịch lưu ta thấy tổng méo dạng hài của điện áp đạt chuẩn với mục tiêu đề ra < 5%

- Qua phân tích FFT điện áp tải cho thấy THD = 2.46% đạt yêu cầu theo tiêu chuẩn Việt Nam

XÂY DỰNG MÔ HÌNH THỰC NGHIỆM VÀ KẾT QUẢ

Sơ đồ tổng thể mô hình thực nghiệm

Xây dựng mô hình thực nghiệm cho bộ nguồn ba pha 5 bậc Cascade như sơ đồ tổng thể sau:

Hình 4.1 Sơ đồ tổng thể mô hình thực nghiệm.

Mô tả chi tiết mô hình thực nghiệm

Nguồn AC 1 pha được kết nối vào máy biến áp với đầu vào 220Vac và đầu ra 150Vac ở tần số 50Hz, nhằm mục đích ổn định điện áp trước khi truyền đến cầu chỉnh lưu.

- Ba biến áp 220/150v, dùng cấp nguồn cho sử dụng ba nguồn DC cho hệ thống

- 6 bộ chỉnh lưu cầu diode KBPC3510 1 pha

- 3 cầu chì được mắc nối tiếp với các bus cấp nguồn nhằm bảo vệ mạch công suất khi xảy ra ngắn mạch hay gai áp

4.2.2 Khối khuếch đại công suất

Hệ thống bao gồm 24 IGBT được sắp xếp theo dạng ba pha, với mỗi pha gồm 8 IGBT Nó có khả năng chuyển đổi điện áp DC thành điện áp AC với các tần số và điện áp tùy chỉnh Các IGBT được gắn trên nhôm tản nhiệt, giúp giảm nhiệt độ nhanh chóng và nâng cao hiệu suất hoạt động của linh kiện.

Sử dụng linh kiện chủ yếu là IGBT FGA25N120

Hình 4.2 Sơ đồ nối dây và ảnh thực tế board mạch IGBT

IGBTFGA25N120 là linh kiện đóng ngắt đã được tính hợp sẵn 1 IGBT và 1 diode công suất được mắc như hình 4.2

Hình 4.3 Sơ đồ chân và hình dạng của IGBT FGA25N120 Đây là loại linh kiện công suất lớn, ở 25oC có thể chịu được dòng 25A và điện áp 1200V

Có nhiệm vụ nâng điện áp xuất ra từ DSP từ 3.3V thành 5V và đảo mức 1 thành mức 0 và ngược lại để truyền đến các ngõ vào mạch kích

Hình 4.4 Sơ đồ nguyên lý mạch đệm

Hình 4.5 Sơ đồ mạch đệm thực nghiệm

Có chức năng chuyển đổi tín hiệu điều khiển từ mức 3.3V của DSP sang 15V để kích cho các IGBT

Hình 4.6 Sơ đồ nguyên lý mạch driver

Hình 4.7 Sơ đồ mạch driver thực nghiệm

Khi thay đổi trạng thái xung điều khiển ngõ vào OPTO, các ngõ ra OPTO sẽ chuyển từ trạng thái đóng sang ngắt và ngược lại Tuy nhiên, với tốc độ đóng ngắt nhanh của xung PWM, thời gian đóng ngắt tf và trr có thể không kịp, dẫn đến hiện tượng trùng dẫn trong việc đóng ngắt các khóa IGBT Để khắc phục hiện tượng này, cần thiết phải thiết lập một mạch deadtime, cho phép OPTO ngắt hoàn toàn trước khi OPTO khác được kích hoạt Nếu deadtime quá lớn, có thể gây ra các xung không mong muốn hoặc sai lệch độ rộng xung kích cho IGBT Thực tế cho thấy, chọn deadtime khoảng 2 - 4 μs là hợp lý để tránh các vấn đề này.

Có nhiệm vụ tạo ra điện áp DC để duy trì hoạt động cho mạch kích và mạch đệm

Hình 4.8 Sơ đồ nguyên lý mạch nguồn

Hình 4.9 Sơ đồ mạch nguồn thực nghiệm

Họ F28335 là một phần của bộ điều khiển tín hiệu số TMS320C2000, cho phép người dùng phát triển phần mềm điều khiển hệ thống bằng ngôn ngữ C/C++ Thiết bị này mạnh mẽ trong các chức năng toán học DSP, thực hiện nhiệm vụ điều khiển hệ thống với hiệu suất cao Với khả năng xử lý 32x32 bit MAC 64-bit, nó xử lý các phép toán chính xác một cách hiệu quả Thiết bị cung cấp phản ứng ngắt nhanh chóng và tự động lưu trữ các hiện tượng vào thanh ghi, giúp phục vụ các sự kiện không đồng bộ với độ trễ tối thiểu Ngoài ra, nó còn có 8 cấp bảo vệ xử lý liên hợp, cho phép hoạt động ở tốc độ cao mà không cần bộ nhớ tốc độ cao đắt tiền.

Hình 4.10 Kit vi xử lý DSP TMS320F28335

4.2.5.1 Các đặc điểm cơ bản của F28335

- Công nghệ CMOS tĩnh hiệu suất cao

- Tần số xung clock 150MHz (Thời gian quét chu trình 6.67 ns)

- Thiết kế điện áp lõi 1.9V/1.8V, I/O 3.3/5V

- CPU 32 bit hiệu suất cao

- Kiểu bộ nhớ chương trình thống nhất

- Tương kích mã chương trình C/C++ và Assembly

- Bộ điều khiển DMA sáu kênh (cho ADC, McBSP, ePWM, XINTF và SARAM)

- Giao diện bên ngoài 16 bit hoặc 32 bit (XINTIF)

- Bộ nhớ trên chip: F28335/F28235 256K x 16 Flash, 34K x 16 SARAM,

- Bộ nhớ ROM khởi động (8K x 16)

- GPIO0 đến GPIO63 (General-Purpose IO) chân có thể kết nối đến 1 trong 8 ngắt bên ngoài

- Có đến 12 ngõ ra PWM

- Có 8 bộ đếm thời gian 32 bit, 16 bit

- Port nối tiếp ngoại vi Có hai CAN modules, Có 3 SCI (UART) Modules

4.2.5.2 Đặc điểm thiết kế phần cứng

Các chân 00 đến 11 là ePWM của 2 kênh A và B, chân 12 đến 17 là HRPWM, có 2 nhóm ADC kênh A và kênh B , còn lại là các GPIO,

4.2.6 Mạch cảm biến và khuếch đại tín hiệu dòng

Dùng để biến đổi tín hiệu dòng điện từ ngõ ra thành tín hiệu điện áp và được khuếch đại và đưa về Kit DSP để xử lý

 Sơ đồ nguyên lý mạch

Hình 4.12 Sơ đồ nguyên lý mạch khuếch đại tín hiệu cảm biến dòng

- Opamp 1: là mạch cộng, có nhiệm vụ dời điện áp lên trên trục 0

- Op amp 2: là mạch khuếch đại không đảo có nhiệm vụ khuếch đại tín hiệu, với hệ số khuếch đại là: A v =1+ 𝐑 𝟐

Với R1=1.2KΩ, R2=1.2KΩ, ta có hệ số khuếch đại A v =2

 Modul cảm biến dòng ACS 712

Hình 4.13 Sơ đồ thực tế và nguyên lý mạch cảm biến dòng ACS 712

 Thông số kỹ thuật và ưu điểm của linh kiện điện tử ACS712

- Đường tín hiệu analog có độ nhiễu thấp

- Thời giant hay đổi điện áp đầu ra tương ứng với dòng điện đầu vào là 5us

- Điện trở dây dẫn trong là 1.2 mΩ

- Sai số điện áp đầu ra 1.5% ở 25 0 C

- Với loại ACS712-5A dòng đo tối đa là 5A và độ nhạy đầu ra từ 185 mV/A

Hình 4.14 Sơ đồ thực nghiệm mạch cảm biến dòng

Dùng để lọc tín hiệu cảm biến dòng sau khi qua mạch khuếch đại tín hiệu cảm biến

Hình 4.15 Sơ đồ nguyên lý thực nghiệm mạch lọc

Tổng thể mô hình thực nghiệm

4.3.1 Mô hình thực nghiệm sử dụng tải điện trở và cuộn cảm R@Ω, L0mH

Hình 4.16 Mô hình tổng thể thực nghiệm

4.3.2 Các thiết bị đo hỗ trở cho phần thực nghiệm

Hình 4.17 Máy hiển sóng Textronix và máy phần tích Hioki 3197

4.3.3 Tải điện trở và cuộn cảm

Hình 4.18 Modul tải điện trở và cuộn cảm.

Phần mềm lập trình, biên dịch và nạp cho kít DSP TMS320F28335

Để lập trình cho kit DSP TMS320F28335 ta sử dụng phần mềm CCS V6.01

Hình 4.19 Biểu tượng phần mềm CCS V6.01

 Các bước thực hiện lập trình và nạp chương trình cho kít DSP TMS320F28335

- Tạo project: sau khi mở ccs v6 từ máy tính

 Click vào file > New > project

 Cửa sổ lựa chọn loại project hiện ra >code composer studio > ccs project > next

 Tiến hành đặt tên project

 Chọn loại card dsp TMS320F28335

 Connection chọn Texas Instruments XDS100v3 usb Emulator

 Compiler version Ti v6.2.7 (ISA famly c2000)

- Giao diện làm việc ccs debug hiện ra

Bước 2: Tiến hành add thư viện cho project:

Bước 3: Tiến hành viết chương trình và biên dịch và kiểm tra và sửa lỗi

Bước 4: Nạp file đã biên dịch xuống cho kít DSP TMS320F28335.

Kết quả thực nghiệm và mô phỏng

 Điện áp DC trên các nhánh: V d = 200V

 Tín hiệu sóng điều khiển 3 pha lệch pha 120 o , tần số 50Hz

 Tần số sóng mang: 10Khz

 Tải 3 pha RL cụ thể R@Ω; L=0.1H

Hình 4.20 Dạng sóng xung kích

Từ trên xuống dưới, từ trái qua phải tương ứng với các IGBT Sa11, Sa12, Sa13,

4.5.2 Điện áp pha tâm nguồn

 Dạng sóng điện áp pha a tâm nguồn

Hình 4.21 Dạng sóng điện áp pha a tâm nguồn

Hình 4.21 (a) hiển thị kết quả mô phỏng và (b) cho thấy kết quả thực nghiệm của dạng sóng pha a tâm nguồn với 5 mức điện áp: +200V, +100V, 0V, -100V, và -200V Kết quả thực nghiệm và mô phỏng cho thấy sự tương đồng tương đối tuyến tính.

 Dạng sóng điện áp pha b tâm nguồn

Hình 4.22 Dạng sóng điện áp pha b tâm nguồn

Hình 4.22 (a) trình bày kết quả mô phỏng, trong khi (b) thể hiện kết quả thực nghiệm của dạng sóng điện áp pha b tại tâm nguồn Kết quả này tương tự như pha a, với 5 mức điện áp, cho thấy sự tương đồng giữa kết quả thực nghiệm và mô phỏng tuyến tính.

 Dạng sóng điện áp pha c tâm nguồn

Hình 4.23 Dạng sóng điện áp pha c tâm nguồn

Hình 4.23 (a) và (b) thể hiện hai pha a và b với 5 mức điện áp Kết quả mô phỏng cho thấy sự tương đồng với kết quả thực nghiệm, cho thấy các pha này lệch pha nhau 120 độ.

 Dạng sóng điện áp 3 pha tâm nguồn

Hình 4.24 Điện áp tâm nguồn 3 pha

Hình 4.24 (a) là kết quả mô phỏng và (b) kết quả thực nghiệm điện áp 3 pha tâm nguồn

4.5.3 Điện áp pha tâm tải

 Dạng sóng điện áp tải pha A

Hình 4.25 Kết quả mô phỏng và thực nghiệm điện áp pha a tâm tải

Hình 4.25 là điện áp pha a tâm tải: (a kết quả mô phỏng và (b) kết quả thực nghiệm, hai kết quả tương đối tuyến tính với nhau

 Dạng sóng điện áp tải pha B

Hình 4.26 Kết quả mô phỏng và thực nghiệm điện áp pha b tâm tải

Hình 4.26 là dạng sóng điện áp pha b tâm tải, (a) kết quả mô phỏng và (b) kết quả thực nghiệm, hai kết quả tương đối tuyến tính với nhau

 Dạng sóng điện áp tải pha C

Hình 4.27 Dạng sóng điện áp pha c tâm tải

Hình 4.27 là kết quả điện áp pha c tâm tải, (a) kết quả mô phỏng và (b) kết quả thực nghiệm

 Dạng sóng điện áp tải 3 pha

Hình 4.28 trình bày kết quả dạng sóng điện áp pha tâm tải, bao gồm (a) kết quả mô phỏng và (b) kết quả thực nghiệm của điện áp 3 pha tâm nguồn.

 Dạng sóng điện áp dây tải 3 pha

Hình 4.29 Kết quả dạng sóng điện áp pha tâm nguồn, mô phỏng và thực nghiệm

Hình 4.30 Kết quả dạng sóng dòng điện 3 pha, mô phỏng và thực nghiệm

Hình 4.30 (a) kết quả mô phỏng và (b) kết quả thực nghiệm dòng điện 3 pha

4.5.5 Điện áp tâm nguồn với dòng điện 3 pha

 Điện áp tâm nguồn pha A với dòng điện 3 pha

Hình 4.31 Kết quả dạng sóng dòng điện 3 pha và điện áp pha A, mô phỏng và thực nghiệm

Hình 4.31 (a) kết quả mô phỏng và (b) kết quả thực nghiệm dòng điện 3 pha

 Điện áp tâm nguồn pha B với dòng điện 3 pha

Hình 4.32 Kết quả dạng sóng dòng điện 3 pha và điện áp pha B, mô phỏng và thực nghiệm

Hình 4.32 (a) kết quả mô phỏng và (b) kết quả thực nghiệm dòng điện 3 pha

 Điện áp tâm nguồn pha C với dòng điện 3 pha

Hình 4.33 Kết quả dạng sóng dòng điện 3 pha và điện áp pha C, mô phỏng và thực nghiệm

Hình 4.33 (a) kết quả mô phỏng và (b) kết quả thực nghiệm dòng điện 3 pha

4.5.6 Độ lệch pha của dòng điên và điên áp

Hình 4.34 Kết quả thực nghiệm

Hình 4.34 là kết quả thực nghiệm thể hiện góc lệch pha của 3 pha, mỗi pha lệch pha nhau 120 0 điện

4.5.7 Phân tích FFT điện áp pha tâm tải

Hình 4.35 Kết quả mô phỏng và thực nghiệm

Hình 4.35 trình bày kết quả mô phỏng và thực nghiệm, trong đó (a) là kết quả mô phỏng và (b) là kết quả thực nghiệm Kết quả cho thấy điện áp tải THD giữa mô phỏng và thực nghiệm tương đối gần nhau, trong khi đó dòng điện vẫn còn có sự chênh lệch Đặc biệt, THD ở mức 4.8% đối với áp pha tâm tải đã đạt tiêu chuẩn Việt Nam vì nhỏ hơn 5%.

Kết luận

Khảo sát thông số các phương pháp đã công bố ở Việt Nam và phương pháp

Voffset Medium so với phương pháp tác giả đề xuất, thì phương pháp có ưu điểm như sau:

 THD = 3.6 % nhỏ hơn 5 % và đạt tiêu chuẩn ngành điện ở Việt Nam

 Số lần chuyển mạch giảm 1/3 lần so với các phương pháp khác, giảm tổn hao công suất trên IGBT và IGBT được tăng tuổi thọ hơn

 Mô hình thực tế hoạt động ổn định ở chỉ số điều chế m = 1