TỔNG QUAN
Tổng quan về lĩnh vực nghiên cứu, các kết quả nghiên cứu trong và ngoài nước đã công bố
Ngày nay, bộ điều khiển tốc độ động cơ được ứng dụng rộng rãi trong các lĩnh vực như máy nghiền, bơm và quạt với hiệu suất cao Nhiều ứng dụng yêu cầu động cơ trung áp do dòng định mức thấp, đặc biệt là trong các hệ thống công suất trung bình và lớn Bộ biến tần 2 bậc, mặc dù có nhiều ưu điểm như điều khiển đơn giản và kích thước nhỏ gọn, chỉ phù hợp cho các ứng dụng công suất thấp và có thành phần hài bậc cao trong dạng sóng điện áp đầu ra Để cải thiện chất lượng dạng sóng đầu ra, bộ biến tần 3 bậc đã được phát triển, giúp giảm định mức dv/dt trên từng linh kiện và tăng công suất của bộ biến tần Hiện nay, bộ biến tần 3 bậc là mô hình phổ biến cho các ứng dụng điều khiển động cơ điện không đồng bộ với điện áp trung thế.
Bộ biến tần ba bậc mang lại nhiều ưu điểm rõ rệt, nhưng vẫn còn một số vấn đề cần khắc phục để cải thiện chất lượng điều khiển Đặc biệt, với các bộ chuyển đổi NPC (Neutral Point Clamped) đa bậc, hiện tượng mất cân bằng điện áp trên tụ do thời gian nạp xã không đồng đều dẫn đến việc phát sinh các hài không mong muốn trên sóng điện áp ra Những hài này không chỉ làm tăng tổn hao mà còn khó được lọc bởi các bộ lọc tầm cao, gây ra nhiều tác động tiêu cực cho động cơ không đồng bộ, như làm momen dao động và tạo ra nhiễu.
Trang -2- cho thấy rằng thiên bất thường có thể ảnh hưởng đến vận tốc rotor Hơn nữa, sự mất cân bằng điện áp trên tụ điện có thể gây ra hiện tượng quá điện áp, ảnh hưởng đến các khóa bán dẫn và tụ điện.
Từ vấn đề nêu trên, hướng nghiên cứu của đề tài là: “CÂN BẰNG ĐIỆN THẾ ĐIỂM TRUNG TÍNH TRONG BIẾN TẦN NPC 3 BẬC DÙNG ZERO- SEQUENCE VOLTAGE”
1.1.2 Các kết quả trong và ngoài nước đã công bố
Kỹ thuật điều chế PWM ba bậc nhằm cân bằng điện áp hai tụ điện một chiều trong nghịch lưu áp 3 bậc NPC [2]
Bài báo này giới thiệu kỹ thuật điều chế chuyển mạch hai và ba bậc bằng cách sử dụng hàm offset nhằm cân bằng điện áp giữa hai tụ điện một chiều trong bộ nghịch lưu áp 3 bậc dạng diode kẹp Kỹ thuật này dựa trên hàm offset cục bộ, kết hợp với tín hiệu hồi tiếp từ dòng điện tải và điện áp trên hai tụ điện để tính toán giá trị và hướng dòng điện chạy qua điểm giữa Nhờ vào phương pháp điều chế sóng mang kết hợp hàm offset linh hoạt, kỹ thuật này đã thành công trong việc kiểm soát và duy trì sự cân bằng điện áp trên hai tụ điện Kết quả của thuật toán đã được xác nhận thông qua mô phỏng và thực nghiệm.
Cân Bằng Điê ̣n Áp Dc-Link Cho Bô ̣ Nghi ̣ch Lưu NPC Đa Bâ ̣c [3]
Kỹ thuật điều khiển cân bằng áp tụ sử dụng phương pháp điều chế CPWM (Carrier-based Pulse Width Modulator) nhằm đạt được sự cân bằng nhanh chóng và giảm thiểu độ lệch áp sau cân bằng Để tối ưu hóa quá trình này, cần thiết phải có bộ bù offset, đặc biệt khi thay đổi các thông số như điện dung tụ, chỉ số điều chế và hệ số công suất tải Bài viết khảo sát ảnh hưởng của các yếu tố này đến việc cân bằng áp tụ, bao gồm chỉ số điều chế, hệ số công suất tải và biên độ của bộ giới hạn điện áp offset Nghiên cứu cũng phân tích tác động của biên độ hàm offset đến thời gian cân bằng và độ lớn điện áp dao động trên tụ sau cân bằng, đồng thời trình bày giá trị tối ưu của biên độ hàm offset trong bốn trường hợp khác nhau của chỉ số điều chế và các giá trị hệ số công suất khác nhau.
Voltage Balancing Control of Diode-Clamped Multilevel Converters with Passive Front-Ends [4]
Bài báo giới thiệu một phương pháp điều khiển vòng kín mới giúp đảm bảo cân bằng cho các bộ biến đổi mà không cần thêm phần cứng Cấu trúc nhiễu tỷ số công suất ba pha được trình bày và so sánh thông qua mô phỏng với bộ biến đổi dc-ac diode kẹp ba pha bốn bậc, sử dụng phương pháp điều chế dựa trên vector ảo Cấu trúc nhiễu hiệu quả và đơn giản nhất chỉ yêu cầu nhận biết tất cả các điện áp trên tụ dc và đã được kiểm tra thực nghiệm trên bộ biến đổi bốn bậc Kết quả cho thấy tính khả thi của việc cân bằng điện áp trên tụ dc trong tất cả các điều kiện hoạt động chuyển đổi.
A Multilevel Inverter Approach Providing DC-Link Balancing, Ride-Through Enhancement, and Common-Mode Voltage Elimination [5]
Bài báo giới thiệu một phương pháp đơn giản để điều khiển cân bằng điện áp dc-link cho biến tần NPC ba bậc, đồng thời nâng cao khả năng tăng ride-through và giảm điện áp common-mode Phương pháp này áp dụng kỹ thuật biến đổi dc-dc trên dc-link nhằm đạt được sự cân bằng và tăng cường khả năng ride-through, kết hợp với phương pháp chuyển mạch điều chế độ rộng xung cải biên để khử điện áp common-mode Kết quả từ các mô phỏng và thí nghiệm thực tế được trình bày nhằm chứng minh hiệu quả của phương pháp, bao gồm cả việc áp dụng điều khiển xử lý tín hiệu số.
A Carrier-Based PWM Strategy with Zero-Sequence Voltage Injection for a Three-Level Neutral-Point-Clamped Converter [6]
Hiệu suất của phương pháp CB-PWM (điều chế độ rộng xung dựa sóng mang) có thể được cải thiện thông qua việc bổ sung điện áp zero sequence vào tín hiệu tham chiếu điều chế Bài báo này giới thiệu một phương pháp CB-PWM mới cho bộ biến đổi NPC 3 bậc, dựa trên việc thêm điện áp zero sequence Việc này giúp cải thiện tín hiệu điều chế sin tham chiếu, nhằm thực hiện nhiệm vụ cân bằng điện áp cho các tụ dc-link mà không cần thêm nguồn điện.
Phương pháp mới được đề xuất nhằm điều khiển hiệu quả, giảm tổn hao do chuyển mạch và giảm dao động điện áp ở tần số thấp tại điểm trung tính Phương pháp này khác với điều chế vector không gian (SVM) ba vector gần nhất (NTV) và được phát triển thông qua phân tích NTV-SVM, đồng thời chứng minh được các đặc điểm chung với phương pháp CB-PWM Những ưu điểm nổi bật của phương pháp này bao gồm hiệu quả tính toán cao, không yêu cầu tính toán NTV-SVM và giảm thời gian xử lý cho thực thi số Ngoài ra, nó còn giảm tổn hao do chuyển mạch bằng cách tránh tuần tự chuyển mạch bốn bước So với các phương pháp CB-PWM hiện tại, phương pháp này không chỉ giảm tổn hao do chuyển mạch mà còn cải thiện khả năng cân bằng điện áp trên tụ Thực thi của phương pháp CB-PWM được đánh giá qua các nghiên cứu mô phỏng trong môi trường MATLAB/SIMULINK và đã được chứng minh qua thực nghiệm.
Voltage-Balance Limits in Four-Level Diode-Clamped Converters with Passive Front-Ends [7]
Các bộ biến đổi diode kẹp đa bậc với hơn ba bậc gặp khó khăn trong việc duy trì cân bằng điện áp trên các tụ dc-link trong một số điều kiện hoạt động, đặc biệt là trong các dòng dc tại các điểm trung tính Khi các tụ hoàn thành quá trình nạp hoặc xả, những điều kiện này tạo ra những hạn chế cho các ứng dụng thực tế của bộ biến đổi Nghiên cứu trong bài báo này chỉ ra rằng bộ biến đổi bốn bậc không thể đạt được cân bằng điện áp Để khắc phục điều này, các vector trùng lập được lựa chọn một cách chính xác trong giản đồ vector không gian nhằm tối thiểu hóa một tham số bậc hai liên quan đến dòng điện tại điểm trung tính.
A Comprehensive Study of Neutral-Point Voltage Balancing Problem in Three-Level Neutral-Point-Clamped Voltage Source PWM Inverters [8]
Bài báo này khảo sát các hạn chế chính liên quan đến cân bằng điện áp điểm trung tính trong các điều kiện tải khác nhau của biến tần nguồn áp ba bậc Một mô hình mới được phát triển trong tọa độ mặt phẳng DQ, sử dụng các chức năng chuyển mạch dòng, nhằm cải thiện hiệu suất của hệ thống.
Trang -5- được sử dụng như một công cụ nghiên cứu để khám phá các giới hạn lý thuyết và cung cấp những quan sát trực quan về vấn đề này Dao động tần số thấp của điểm trung tính, do các điều kiện tải đã được xác định, đã được báo cáo và lượng tử hóa.
A Discontinuous PWM Method for Balancing the Neutral Point Voltage in Three-Level Inverter-Fed Variable Frequency Drives [9]
Bài báo giới thiệu một phương pháp mới để điều chế độ rộng xung dựa trên sóng mang rời rạc, nhằm cải thiện hiệu suất của các thiết bị tần số biến đổi (VFD) được điều khiển bằng biến tần ba bậc Phương pháp này cung cấp ba dạng chuyển mạch khác nhau cho toàn bộ dải tốc độ hoạt động Dựa trên tốc độ thực tế, phương pháp cho phép lựa chọn trạng thái chuyển mạch PWM thích ứng, từ đó nâng cao hiệu quả hoạt động của VFD và giảm thiểu mất cân bằng điện áp trong tụ dc-link.
Phân tích và tính toán điện áp zero-sequence trong các bộ biến đổi NPC ba bậc yêu cầu duy trì cân bằng điện thế điểm trung tính Để điều khiển điện thế này, điện áp zero-sequence thích hợp được xác định Mối quan hệ giữa dòng trung tính và điện áp zero-sequence đã được nghiên cứu toàn diện, trong đó hai thuật toán cân bằng điện thế điểm trung tính được trình bày: phương pháp tìm kiếm tối ưu chấp nhận và phương pháp nội suy Các phương pháp này cho phép đạt được điện áp zero-sequence tối ưu theo lý thuyết để điều khiển điện thế điểm trung tính Kết quả mô phỏng và thực nghiệm được đưa ra nhằm chứng minh giá trị và tính thực tiễn của các phương pháp đã trình bày.
Mục tiêu, khách thể và đối tƣợng nghiên cứu
- Cân bằng điện áp trên tụ DC cho biến tần NPC 3 bậc dùng điện áp Zero-Sequence Voltage
- Mô phỏng, hiển thị các kết quả đạt đƣợc trên Matlab/Simulink
Biến tần NPC (Neutral Point Clamped) hay Diode Clamped 3 bậc:
Hình 1.1: Bộ nghịch lưu Diode clamped multilevel inverter
Bảng 1.1: Bảng trạng thái đóng ngắt
Trong sơ đồ NPC, các diode bên trong sẽ chịu điện áp cao hơn so với các diode khác, đặc biệt là trong các mô hình NPC bậc cao hơn Điều này được coi là một nhược điểm của sơ đồ NPC.
Do mất đối xứng thời gian nạp xả tụ mà điện áp trên các tụ trở nên mất cân bằng
Các ƣu điểm chính của mô hình này là:
- Giảm thành phần sóng hài
- Giảm dv/dt (bằng nửa so với bộ nghịch lưu 2 bậc)
- Mức độ chịu đựng điện áp trên các diode là khác nhau
- Điều khiển PWM phức tạp hơn 2 bậc
- Cần dùng tụ để chia nguồn DC
- Vấn đề cân bằng áp tụ DC link
Nhiệm vụ nghiên cứu và giới hạn của đề tài
- Tìm hiểu hiện tượng mất cân bằng điện áp trên tụ, sự ảnh hưởng của hiện tượng này đối với điện năng ngõ ra
- Tìm hiểu nguyên nhân mất cân bằng điện áp trên tụ
- Trình bày giải thuật cân bằng điện áp trên tụ DC-Link cho bộ nghi ̣ch lưu NPC ba bậc
- Khảo sát các thông số ngõ ra khi áp dụng giải thuật cân bằng
- Cân bằng điện áp trên tụ cho bộ nghịch lưu NPC ba bậc
- Mô phỏng trên matlab.
Phương pháp nghiên cứu
- Tham khảo tài liệu: các nguồn tài liệu có liên quan đến nghịch lưu và cân bằng áp tụ
- Phương pháp mô hình hóa và mô phỏng
CƠ SỞ LÝ THUYẾT
Bộ nghịch lưu NPC
2.1.1 Bộ nghịch lưu NPC 2 bậc
Bộ nghịch lưu có cấu trúc như mô tả trong Hình 2.1, với V dc là điện áp nguồn cung cấp và u tx là điện áp tải của từng pha x, trong đó x thuộc tập hợp {a, b, c} Điện áp ngõ ra v x0 của bộ nghịch lưu 2 bậc có thể điều chỉnh từ 0 đến V, tùy thuộc vào trạng thái đóng ngắt của các khóa S Các điện áp điều khiển u đkx dao động trong khoảng từ 0 đến 1 (0 ≤ u đkx ≤ 1), dẫn đến sự thay đổi tuyến tính của điện áp ngõ ra trong đoạn [0, V].
Hình 2.1: Sơ đồ mạch của bộ nghịch lưu áp 3 pha, 2 bậc 2.1.3.1 Phân tích mạch
Bài viết đề cập đến ba cặp linh kiện được điều khiển bởi tín hiệu từ ngõ ra của bộ so sánh áp điều khiển với sóng mang Cần ba điện áp điều khiển cho ba pha, được ký hiệu chung là u đkx, trong đó x đại diện cho các pha a, b hoặc c Cụ thể, u đka điều khiển cặp linh kiện nhánh a, u đkb điều khiển cặp linh kiện nhánh b, và u đkc điều khiển cặp linh kiện nhánh c.
Như vậy, điện áp nghịch lưu của các pha:
U a0 = u đka *V dc , U b0 = u đkb *V dc , U c0 = u đkc *V dc (2.1)
Mô hình giải tích mạch cho hình 2.1 u tb u ta u tc v a0 v b0 v c0 u a0 u b0 u c0
Hình 2.2: Sơ đồ giải tích mạch tương đương 2.1.3.2 Điện áp ngõ ra thay đổi tuyến tính theo tính hiệu điều khiển
Bảng 2.1: Quan hệ giữa các giá trị của tín hiệu điều khiển và điện áp nghịch lưu u đkx u x0
2.1.2 Bộ nghịch lưu NPC 3 bậc
Xét bộ nghịch lưu áp ba bậc NPC (Hình 2.9) Với V dc /2 là độ lớn điện áp trong mỗi nguồn riêng lẻ
Hình 2.3: Cấu trúc của nghịch lưu NPC ba bậc tải RL hình Y
Trạng thái kích ngắt của các khóa bán dẫn trên một nhánh pha tải của các pha a, b, c phải thỏa mãn điều kiện kích đối nghịch
Gọi N là điểm nút ba pha tải dạng sao đối xứng Điện áp tải của ba pha: u ta = u a0 – u M0 ; u tb = u b0 – u M0 ; u tc = u c0 – u M0 (2.3)
Ta có: u ta + u tb + u tc = 0 (tải đối xứng) (2.4) u a0 + u b0 + u c0 – 3u M0 = 0
Từ đây ta có đƣợc điện áp pha tải của các pha: a 0 b0 c0 ta a 0 M0 b0 a 0 c0 tb b0 M0 c0 a 0 b0 tc c0 M0
Điện áp dây tải có thể đƣợc tính bằng công thức: ab a 0 b0 bc b0 c0 ca c0 a 0 v v v v v v (2.7) v v v
Xét pha A của bộ nghịch lưu áp ba bậc dạng diode kẹp, các linh kiện kẹp giữa cặp diode nối đến điện thế trên mạch DC sẽ ở trạng thái kích Điện áp pha tâm nguồn DC được xác định đạt các giá trị như trong bảng 2.2.
Bảng 2.2: Mối quan hệ trạng thái đóng ngắt của bộ nghịch lưu NPC 3 bậc với áp nghịch lưu
Bộ nghịch lưu áp ba bậc có ba mức điện áp tương ứng với ba trạng thái đóng ngắt linh kiện cho mỗi pha Do đó, tổng số trạng thái đóng ngắt của bộ nghịch lưu này là 3^3 = 27 trạng thái.
Các phương pháp điều khiển bộ nghịch lưu đa bậc
Có nhiều phương pháp điều khiển được chia thành 2 loại chính như sau:
-Điều khiển đóng ngắt khoá theo với tần số của sóng điều chế Bao gồm:
+Phương pháp điều biên six-step áp dụng cho NPC và cascade multilevel inverter Cần nguồn DC điều khiển đƣợc để thay đổi biên độ
+ Phương pháp điều chế độ rộng xung tối ưu SHE (Selective harmonics elimination)
-Điều khiển đóng ngắt khoá ở tần số cao
+Điều chế độ rộng xung dựa sóng mang (Carrier based PWM) bao gồm SinPWM, Modified SinPWM nhƣ SFO PWM, vv
+Điều chế không gian vector - Space vector modulation
Phương pháp này áp dụng sóng điều chế dạng sin để so sánh với sóng mang dạng tam giác, nhằm tạo giản đồ kích đóng cho linh kiện Bộ nghịch lưu m bậc sử dụng m-1 sóng mang có cùng tần số f c và biên độ A c, trong khi sóng điều chế có biên độ tương ứng.
Sử dụng sóng mang tần số cao sẽ tập trung các sóng hài ở tần số cao f = k.f c, nhưng điều này cũng dẫn đến tổn hao do việc đóng ngắt tần số cao của linh kiện.
Sóng điều chế u rx (x=a,b,c) mang thông tin biên độ và tần số của hài điện áp cơ bản đầu ra
Các dạng sóng mang thường dùng là:
-APOD: 2 sóng mang kề cận liên tiếp nhau sẽ bị dịch đi 180 0
-POD: Bố trí đối xứng qua trục, các sóng mang nằm trên trục sẽ cùng pha nhau, ngược lại các sóng mang nằm dưới trục 0 sẽ bị dịch đi 180 0
-PD: Bố trí cùng pha
Trong các phương pháp bố trí sóng mang, dạng PD cho hệ số biến dạng hài tổng (THD) của áp dây là nhỏ nhất Đối với bộ nghịch lưu 3 bậc, cả APOD và POD đều cho kết quả dạng sóng mang tương tự.
Hình 2.4: Sóng mang dạng PD Hình 2.5: Sóng mang dạng APOD
Bố trí sóng mang được thực hiện theo quy tắc đóng đối nghịch, đảm bảo xung kích các linh kiện hoạt động hiệu quả So sánh giữa sóng điều chế u ra và V car1 dẫn đến giản đồ đóng ngắt cho S1 và S3, trong khi V car2 tạo ra giản đồ đóng ngắt cho S2 và S4 Cụ thể, khi u ra lớn hơn V car1, S1 bằng 1 và S3 bằng 0; ngược lại, khi u ra nhỏ hơn V car1, S1 bằng 0 và S3 bằng 1 Tương tự, khi u ra lớn hơn V car2, S2 bằng 1 và S4 bằng 0; còn khi u ra nhỏ hơn V car2, S2 bằng 0 và S4 bằng 1.
Từ giản đồ đóng ngắt ta rút ra dạng điện áp pha-tâm nguồn DC của pha a nhƣ sau:
Chỉ số điều chế: ta (1) 3
2.2.2 Phương pháp Switching frequency optimal PWM (SFO-PWM)
Phương pháp sóng mang nổi bật với tính dễ điều khiển và thực hiện, do đó, việc cải tiến phương pháp này để nâng cao chất lượng điều khiển là một giải pháp hiệu quả Cụ thể, việc thêm một hàm offset vào sóng điều chế dạng sin giúp đạt được tiêu chí chất lượng mong muốn Trong phương pháp SFO PWM, sóng offset được xác định là tín hiệu thứ tự không, hay còn gọi là sóng hài bội ba Cách tạo Voffset có thể được thực hiện như sau: off ax( , , ) ( , , ).
2 sa sb sc sa sb sc set
V (2.12) off off off ra sa set rb sb set rc sc set
Với V sx (x=a,b,c) là tín hiệu điều chế sin
2.2.3 Phương pháp Space vector modulation (SVM)
Cho đại lƣợng 3 pha cân bằng v a , v b , v c thoả mãn: v a + v b + v c = 0 (2.14)
Phép biến hình từ 3 đại lƣợng trên thành vector v theo hệ thức:
Phép biến hình không gian vector được biểu diễn qua công thức 2 3 a e j j (2.16), trong đó đại lượng vector v được gọi là vector không gian của đại lượng 3 pha Hằng số k có thể được lựa chọn với nhiều giá trị khác nhau, trong đó k =
2/3 ta có phép biến hình không bảo toàn công suất Với k = 2/3 phép biến hình bảo toàn công suất
Phương pháp SVM cho bộ ngḥch lưu 3 bậc dạng Diode kẹp NPC ( Hình 1.1)
Quá trình đóng ngắt các linh kiện trong hệ thống điện áp 3 pha tải tạo ra 27 trạng thái khác nhau Mỗi pha, chẳng hạn như pha a, có 3 trạng thái điện áp: V a0, V c1, 0, và -V c2, tương ứng với các trạng thái kích dẫn của linh kiện Tổ hợp của ba pha được biểu diễn bằng các ký hiệu (k a, k b, k c), cho thấy sự đa dạng trong hoạt động của hệ thống điện.
1 S S 1 Pha a noi diem1 k 0 khi S S 1 Pha a noi diem 0
Và quy tắc đối nghịch đƣợc tuân thủ
Từ đó ta có sơ đồ vector không gian cho bộ nghịch lưu 3 bậc như sau:
Hình 2.6: Sơ đồ vector không gian cho bộ NPC ba bậc
Từ sơ đồ vector hình 2.7, có 27 trạng thái đóng ngắt của các khoá bán dẫn tương ứng với 19 vị trí của các vector không gian bao gồm :
- 12 vector ở đỉnh lục giác lớn bao ngoài
- 6 vector điện áp ở trên hình lục giác nhỏ bên trong Mỗi vector điện áp này có 2 trạng thái kích dẫn khác nhau của các khoá bán dẫn
- 1 vector không tại tâm hình lục giác Vector không này có 3 trạng thái đóng ngắt khác nhau của khoá bán dẫn
Các trạng thái kích dẫn tạo thành một vector không gian điện áp được gọi là các trạng thái trùng lặp (Redundant states) Khi thực hiện điều chế vector không gian cho bộ nghịch lưu 3 bậc NPC, thường tạo ra vector trung bình (V ref) từ các trạng thái này.
Để xác định vector gần nhất, cần xem xét vị trí của vector trong hình lục giác Hình lục giác thường được chia thành các tam giác nhỏ để dễ dàng phân tích Chẳng hạn, góc phần sáu đầu tiên được tạo thành từ các vector V0, V2 và V5.
Hình 2.7: Góc phần 6 thứ nhất
Ta chia nhỏ tam giác này thành 4 tam giác con (1), (2), (3), (4) nhƣ hình trên Mỗi tam giác con đƣợc tạo thành bởi 3 tam vector
Tam giác Tổ hợp vector
Khi vector trung bình v nằm trong tam giác tạo bởi các vector v1, v2, v3, chúng ta thực hiện tổng hợp vector trung bình bằng cách áp dụng v1 trong thời gian T1, v2 trong thời gian T2 và v3 trong thời gian T3.
Với Ts=T1+T2+T3 là chu kỳ lấy mẫu (Chu ký đóng cắt khoá)
Chúng ta xác định các thời gian T1, T2, T3 bằng cách phân tích vector v thành các thành phần vuông góc V α và V β trong hệ tọa độ đứng yên α-β Mối quan hệ giữa các thành phần vector V α và V β với thời gian duy trì trạng thái của vector v 1, v 2, v 3 được biểu diễn thông qua một ma trận.
Với V 1α V 1β V 2α V 2β V 3α V 3β là các thành phần theo trục toạ độ α β của các vectơ trên hình lục giác Từ đó thời gian đƣợc xác dịnh:
(2.20) Áp dụng cụ thể vào 4 tam giác con trong góc phần 6 thứ nhất ta có
Bảng 2.4: Thời gian thực hiện
Tam giác Vector cơ bản Thời gian thực hiện
V là chỉ số điều chế
Nếu vector trung bình nằm ở góc phần 6 khác với góc phần 6 thứ nhất, Ta có công thức chuyển đổi sau :
KỸ THUẬT ĐIỀU KHIỂN CÂN BẰNG ĐIỆN ÁP TỤ
Hiện tƣợng mất cân bằng điện áp tụ
Bộ nghịch lưu NPC ba bậc, ba pha bao gồm hai tụ điện, có nhiệm vụ chia điện áp nguồn V dc thành hai phần để cấp cho bộ nghịch lưu Khi điều khiển bằng các phương pháp như SPWM hay SVPWM, điện áp trên hai tụ điện dao động xung quanh nửa giá trị điện áp nguồn, dẫn đến hiện tượng mất cân bằng điện áp Hiện tượng này ảnh hưởng tiêu cực đến chất lượng điện năng ở ngõ ra.
Hình 3.1: Cấu trúc của mạch nghịch lưu NPC 3 bậc, 3 pha có tụ nguồn
Sơ đồ khối của bộ nghịch lưu NPC được thể hiện trong hình 3.2, với khối công suất sử dụng ba level IGBT Ngõ vào của khối tạo xung kích bao gồm hai thành phần chính: sóng mang tần số cao và điện áp điều khiển của ba pha Chức năng của khối tạo xung kích là so sánh điện áp điều khiển từng pha với hai sóng mang, từ đó xuất ra tín hiệu điều khiển để điều chỉnh trạng thái ON/OFF của các khóa trong khối công suất.
Trong nghiên cứu này, sóng mang có tần số 5KHz được lựa chọn, vì tần số cao giúp tăng số lần chuyển mạch trong một chu kỳ điện áp ra của linh kiện Ngược lại, sóng mang có tần số quá thấp sẽ tạo ra điện áp ra dạng sin không chuẩn Khối tạo điện áp điều khiển được thiết kế theo cấu trúc đã mô tả trong chương 2, và tải được sử dụng trong thí nghiệm là tải RL nối theo hình Y.
Hình 3.2: Sơ đồ khối của bộ nghịch lưu NPC ba bậc
Trong thí nghiệm về sự mất cân bằng điện áp của tụ điện, các thông số được sử dụng bao gồm: C1 = C2 = 500uF, R = 10Ω, L = 0.012H, m = 1, tần số fo = 50Hz, và điện áp nguồn Vdc0V Điện áp ban đầu trên hai tụ cũng được xác định trong thí nghiệm này.
Time [s] uc2 k ,uc1 k [V] uc2k uc1k
Hình 3.3: Điện áp trên các tụ khi V c1 = V c2 = 60V
Khi điện áp ban đầu trên hai tụ bằng nhau (V dc /2), điện áp trên các tụ dao động quanh điểm cân bằng này, với sai lệch khoảng 6V Đối với bộ nghịch lưu loại NPC ba bậc, mục tiêu là duy trì hai điện áp trên hai tụ bằng nhau, tương đương một nửa điện áp nguồn, đồng thời giảm thiểu sai lệch điện áp giữa chúng.
Time [s] uc2 k ,uc1 k [V] uc2k uc1k
Hình 3.5: Điện áp trên các tụ khi V c1 = 73V, V c2 = 47V
Hình 3.6: Sai lệch điện áp trên các tụ khi V c1 = 73V, V c2 = 47V
Khi hai tụ điện có điện áp ban đầu khác nhau, dạng sóng điện áp trên các tụ sẽ dao động quanh giá trị ban đầu của mỗi tụ, với sai lệch khoảng 6V Đối với bộ nghịch lưu NPC ba bậc, mục tiêu là để hai điện áp trên hai tụ dao động quanh giá trị cân bằng, tức là một nửa điện áp nguồn, và đảm bảo sai lệch điện áp giữa hai tụ là nhỏ.
Nguyên nhân mất cân bằng điện áp trên tụ
Bộ nghịch lưu dạng NPC, đặc biệt là loại 3 bậc, có đặc điểm nổi bật là sự hiện diện của các tụ điện trong phần DC-link Quá trình nạp xả của các tụ này gây ra sự dao động điện áp trên tụ, ảnh hưởng đến hiệu suất hoạt động của bộ nghịch lưu.
Ví dụ: Với trạng thái đóng ngắt 101 và 0-10 a b c
Hình 3.7: (a) Trường hợp tụ nạp điện (b) Trường hợp tụ xã điện
Trạng thái 101 tương ứng với trường hợp tụ nạp năng lượng (charging) và như vậy V c2 sẽ tăng cao lên, với trạng thái 0-10 tương ứng với quá trình xả (discharging)
V c2 sẽ giảm xuống Quá trình nạp xả này sẽ gây ra sự mất cân bằng điện áp trên 2 tụ
Sự mất cân bằng điện áp giữa C1 và C2 dẫn đến việc phát sinh các sóng hài bậc thấp không mong muốn, đặc biệt là sóng hài bậc 2, làm tăng mức điện áp mà tụ điện phải chịu Hình 3.8 và hình 3.9 minh họa rõ sự khác biệt giữa hai trường hợp này: khi điện áp tụ không cân bằng (V c1 = 1.5 V c2), hài bậc 2 trong áp tải đầu ra tăng lên khoảng 3%, gây ra những vấn đề cho các động cơ AC Ngược lại, trong trường hợp cân bằng, biên độ sóng hài chỉ khoảng 0.6% trở xuống, không gây ra ảnh hưởng tiêu cực.
Trang -22- đề cập đến sự xuất hiện của momen dao động (torque pulsation) trong dòng tải, gây ra tổn hao công suất và biến thiên bất thường của vận tốc rotor.
Mức độ dao động của dòng điện tại điểm trung tính giữa hai tụ i NP, được gọi là Dòng NP, chịu ảnh hưởng từ các trạng thái đóng ngắt của các khoá bán dẫn khác nhau Hình 3.10 minh họa rõ hơn về sự tác động này.
Hình 3.10: Các trường hợp của dòng i NP
Hình 3.8: Dòng tải và phổ Fourier khi mất cân bằng điện áp trên tụ
Hình 3.9: Dòng tải và phổ Fourier khi cân bằng điện áp trên tụ
Dòng i NP đi qua tụ điện và ảnh hưởng đến quá trình nạp và xả điện của tụ, dẫn đến sự mất cân bằng điện áp giữa hai tụ Các giá trị dòng này là yếu tố quan trọng trong việc phân tích và thiết kế mạch điện.
NP thể hiện trong bảng 3.1
Bảng 3.1: Bảng các giá trị dòng NP cho các trạng thái đóng ngắt
Negative Small Vectors i NP Medium Vectors i NP
Các trạng thái đóng ngắt 1-1-1, 1-11, 11-1, -111, -1-11, -11-1, 111, -1-1-1 không tạo ra dòng điện vì chúng chỉ kết nối các pha tới hai điểm 1 và -1 của bộ nghịch lưu, dẫn đến không có dòng điện chảy qua các tụ điện Dao động của tụ là nhỏ nhất khi trong một chu kỳ lấy mẫu Ts, giá trị trung bình của dòng i NP bằng không, tức là i NP-TB = 0.
Thời gian lấy mẫu ngắn khiến dòng i NP đảo dấu để giá trị trung bình bằng không, dẫn đến tụ nạp - xả trong thời gian ngắn và sự biến thiên điện áp không lớn Do đó, chúng ta cần thiết lập sơ đồ chọn lựa để đảm bảo giá trị trung bình của dòng i NP đạt mức tối thiểu khi thực hiện vector V ref.
Kỹ thuật điều khiển cân bằng điện áp tụ
3.3.1 Nguyên lý cân bằng điện áp tụ
Cân bằng điện áp của tụ dc-link được thực hiện thông qua việc lựa chọn các vector ngắn phù hợp như 0-1-1/100, 00-1/110, -10-1/010, -100/011, -1-10/001 và 0-10/101 Những vector ngắn này cung cấp trạng thái chuyển mạch trùng lập và tạo ra điện áp pha cũng như điện áp dây giống nhau, nhưng lại sinh ra các dòng trung tính ngược chiều Chẳng hạn, vector 0-1-1 cung cấp dòng i a tới NP (i 0 = i a), trong khi vector 100 cung cấp dòng có cùng độ lớn nhưng ngược chiều (i 0 = -i a) Bằng cách cộng thêm một mức vào tất cả ba số nguyên, các vector ngắn “mức thấp” được định nghĩa như 0-1-1, 00-1, -10-1, -100.
1-10, và 0-10, tạo thành các vector ngắn “mức cao”: 100, 110, 010, 011, 001, và
Việc áp dụng các vector "mức thấp" trong 101 tương ứng có thể dẫn đến việc kết nối một hoặc hai pha với mức điện áp DC thấp hơn.
Kỹ thuật NTV-SVM kết nối một hoặc hai pha tới mức điện áp DC cao hơn, với các điện áp dây-dây không phụ thuộc vào vector đặc trưng mà được áp dụng từ tập hợp các vector trùng lập Để phân tích chi tiết kỹ thuật này và khảo sát mối tương quan giữa NTV-SVM và CB-PWM với điện áp thứ tự không thêm vào, chỉ Sector 1 được xem xét Dựa trên những điều chỉnh nhỏ, phân tích này sau đó được tổng quát hóa cho tất cả các sector.
Bảng 3.2 trình bày các chuỗi chuyển mạch có thể xảy ra trong Sector 1 khi sử dụng kỹ thuật NTV Trong mỗi chu kỳ lấy mẫu, các NTV và vector thích hợp được chọn dựa trên tiêu chuẩn cân bằng điện áp, từ đó xác định chuỗi chuyển mạch tối ưu nhằm giảm thiểu tần số chuyển mạch Chuỗi chuyển mạch được lật để tránh các biến cố chuyển mạch trong quá trình chuyển đổi Các chuỗi "tăng" có chỉ số vector tăng, trong khi các chuỗi "giảm" có chỉ số giảm Đặc điểm quan trọng của kỹ thuật NTV là trong hầu hết các trường hợp, một pha không thay đổi trạng thái chuyển mạch, giúp giảm tần số chuyển mạch của các thiết bị đóng ngắt so với các kỹ thuật SVM khác.
Trong kỹ thuật CB-PWM của bộ biến đổi NPC 3 bậc, hai sóng mang được đặt cùng pha và nằm đối xứng so với trục zero Tín hiệu chuyển mạch được tạo ra thông qua việc so sánh sóng điều chế dạng sin với các sóng mang Đối với kỹ thuật SVM, khi một pha không chuyển mạch, điều này tương đương với việc duy trì tín hiệu tham chiếu điều chế ở các mức 1, 0, hay -1 trong toàn bộ chu kỳ PWM Ví dụ, để kẹp pha a tới mức 1 (điện áp DC cao hơn), tín hiệu điều chế tương ứng cần được duy trì ở mức 1.
Khi áp dụng một tín hiệu thứ tự không (v off - Zero Sequence) vào các tín hiệu tham chiếu điều chế sin, các tín hiệu điều chế sẽ bị kẹp tại một trong vài đoạn, dẫn đến việc mỗi pha trong đoạn tương ứng không chuyển mạch Nếu chỉ có tín hiệu thứ tự không mà không thêm vào sóng sin, các điện áp dây-dây vẫn duy trì dạng sin Tuy nhiên, dòng điện qua điểm trung tính sẽ bị ảnh hưởng bởi tín hiệu thứ tự không Do đó, việc thêm vào một tín hiệu thích hợp có thể hỗ trợ trong việc cân bằng điện áp.
Mối quan hệ giữa dòng trung tính trung bình cục bộ và các tín hiệu điều chế nhƣ sau:
0 1 | a | a 1 | b | b 1 | c | c i v i v i v i (4.1) trong đó các tín hiệu điều chế v , x với x = {a, b, c} là v , x v x v off
, v x là tín hiệu tham chiếu điều chế sin
Các chuỗi vector trong Sector 1
Chuỗi vector (Chuỗi tăng và Chuỗi giảm)
0-1-1/00-1 0-1-1/00-1/10-1//10-1/00-1/0-1-1 2//2 c kẹp tới -1 0-1-1/110 0-1-1/10-1/110//110/10-1/0-1-1 4//4 None 100/00-1 00-1/10-1/100//100/10-1/00-1 2//2 b kẹp tới 0 100/110 10-1/100/110//110/100/10-1 2//2 a kẹp tới 1
0-1-1/00-1 0-1-1/00-1/000//000/00-1/0-1-1 2//2 a kẹp tới 0 0-1-1/110 0-1-1/000/110//110/000/0-1-1 4//4 None 100/00-1 00-1/000/100//100/000/00-1 2//2 b kẹp tới 0 100/110 000/100/110//110/100/000 2//2 c kẹp tới 0
Sector 1 Sector 2 Sector 3 Sector 4 Sector 5 Sector 6
Sector 1 Sector 2 Sector 3 Sector 4 Sector 5 Sector 6
Pha a tại 1 Pha b tại 1 Pha c tại 1 Pha a tại 1
Hình 3.11: Tín hiệu điều chế (a) Khi chƣa thêm vào tín hiệu thứ tự không (b) Khi thêm vào tín hiệu thứ tự không dương
Trong kỹ thuật NTV-SVM, việc chọn các vector ngắn dựa vào kiến thức về dòng pha và ảnh hưởng của chúng lên điểm trung tính là rất quan trọng Chẳng hạn, khi đỉnh của vector tham chiếu nằm trong Region 1 và tụ dc-link dưới của bộ biến đổi NPC có điện áp cao hơn tụ dc-link trên, dòng điểm trung tính sẽ phải dương để giảm điện áp Do đó, nếu dòng i a dương, Vector 0-1-1 sẽ được chọn, ngược lại sẽ chọn Vector 100 Khi chọn Vector 0-1-1, chuỗi vector trong Region 1 sẽ là 0-1-1/1-1-1/10-1, dẫn đến pha c bị kẹp tới -1.
Vector 100 đƣợc chọn, chuỗi của vector sẽ là 1-1-1/10-1/100 và sau đó pha a đƣợc kẹp tới 1
Nếu đỉnh của vector tham chiếu nằm trong Region 2, cần chọn hai vector ngắn: một từ cặp 0-1-1 và 100, và một từ cặp 00-1 và 110.
Hình 3.12 minh họa ví dụ khi v max (v a) được kẹp tới +1, dẫn đến chuỗi vector 10-1/100/110, trong đó các vector ngắn 100 và 110 được chọn Dòng pha a không ảnh hưởng đến dòng điểm trung tính, do đó nó được định nghĩa bởi
Hình 3.13 minh họa một ví dụ trong đó v mid (v b) được kẹp tới 0 Các vector ngắn được chọn là 100 và 00-1, dẫn đến chuỗi vector là 00-1/10-1/100 Trong tình huống này, dòng trung tính được định nghĩa rõ ràng.
Hình 3.14 tín hiệu điều chế v min (v c ) đƣợc kẹp tới -1 Các vector ngắn 0-1-1 và
00-1 được chọn và chuỗi chuyển mạch là 0-1-1/00-1/10-1 Trong trường hợp này, dòng pha c không ảnh hưởng dòng điểm trung tính, vì vậy dòng được định nghĩa bởi:
Hình 3.12: Sự tương quan giữa kỹ thuật CB-PWM và NTV-SVM khi pha a được kẹp tới +1: (a) chuỗi chuyển mạch CB-PWM (b) kỹ thuật NTV-SVM
Hình 3.13: Sự tương quan giữa kỹ thuật CB-PWM và NTV-SVM khi pha b được kẹp tới 0: (a) chuỗi chuyển mạch CB-PWM (b) kỹ thuật NTV-SVM
Hình 3.14: Sự tương quan giữa kỹ thuật CB-PWM và NTV-SVM khi pha c được kẹp tới -1: (a) chuỗi chuyển mạch CB-PWM (b) kỹ thuật NTV-SVM
Khi xem xét Region 2, một trường hợp quan trọng là sự kết hợp của các vector ngắn 0-1-1 và 110 Trong trường hợp này, chuỗi tối ưu của các vector được xác định là 0-1-1/10-1/110 Quan sát chuỗi chuyển mạch cho thấy không có pha nào của bộ chuyển đổi bị kẹp, và hai pha bộ chuyển đổi chuyển mạch hoạt động cùng một mức tại cùng một thời điểm.
Trang -29- điểm cho thấy rằng các tín hiệu điều chế cần được tăng cường trong một chu kỳ PWM Do đó, việc thực hiện trường hợp này từ góc độ sóng mang gặp nhiều khó khăn và không khả thi Vì vậy, một tiêu chuẩn khác sẽ được áp dụng cho trường hợp đặc biệt này nhằm đạt được sự cân bằng điện áp.
Dựa trên phân tích các khả năng cho các chỉ số điều chế lớn với đỉnh của vector tham chiếu trong các vùng Region 1, 2 hoặc 3, và nghiên cứu tương quan giữa các tín hiệu điều chế theo kỹ thuật NTV-SVM và CB-PWM, có thể rút ra những kết luận quan trọng.
Tín hiệu điều chế lớn nhất (v max) có thể được kẹp tới +1, trong khi tín hiệu điều chế nhỏ nhất (v min) có thể kẹp tới -1 Tín hiệu điều chế trung vị (v mid) có thể được kẹp tới 0.
Nếu dấu của dòng ac-side không phù hợp để đạt được cân bằng điện áp, tín hiệu điều chế của pha đó cần được điều chỉnh về +1 hoặc -1, tương ứng với giá trị v max hoặc v min.
