(Luận văn thạc sĩ) điều khiển động cơ không đồng bộ dùng phương pháp điều khiển truợt

TỔNG QUAN

Lý do chọn đề tài

Sự phát triển của khoa học công nghệ và tự động hóa đã thúc đẩy ngành công nghiệp, trong đó động cơ điện, đặc biệt là động cơ không đồng bộ (ĐCKĐB), đóng vai trò quan trọng ĐCKĐB có nhiều ưu điểm như khởi động dễ dàng, giá thành thấp, vận hành êm ái và bảo trì đơn giản, nhưng cũng gặp khó khăn do đặc tính phi tuyến mạnh Điều khiển trượt là một phương pháp hiệu quả để xử lý vấn đề này, dựa vào hồi tiếp các biến trạng thái của hệ thống, giúp điều khiển quỹ đạo pha hướng về mặt phẳng trượt Bài toán điều khiển chuyển thành ổn định hóa hàm trượt S, với hai thành phần: điều khiển tương đương và điều khiển bền vững Để thiết kế các thành phần này, cần nắm rõ mô hình đối tượng và các yếu tố bất định như nhiễu và sai số mô hình Đề tài nghiên cứu lý thuyết “Điều khiển động cơ không đồng bộ dùng phương pháp điều khiển trượt” sẽ tập trung vào các vấn đề quan tâm trong nước và quốc tế.

Tình hình nghiên cứu

Điều khiển tốc độ và mô-men của động cơ không đồng bộ đã được nghiên cứu từ lâu với nhiều phương pháp như điều khiển tỉ lệ (V/f) không đổi, điều khiển điện áp, điện trở rotor, và tần số, nhưng hiệu quả đạt được còn hạn chế Từ những năm 1990, điều khiển tốc độ động cơ AC đã bắt đầu được ứng dụng rộng rãi, ngày càng thay thế cho động cơ DC Sự phát triển mạnh mẽ của công nghệ chế tạo bán dẫn và vi điều khiển, cùng với nỗ lực nghiên cứu của các chuyên gia trong và ngoài nước, đã thúc đẩy ứng dụng điều khiển tốc độ động cơ ngày càng phong phú Một số công trình nghiên cứu tiêu biểu đã đóng góp quan trọng cho lĩnh vực này.

- Điều khiển định hướng trường (Field Oriented Control - FOC) [3, 4, 5]

- Điều khiển mô-men trực tiếp (Direct Torque Control - DTC) [6, 7]

- Điều khiển dựa vào tính thụ động (Passivity Based Control - PBC) [8]

- Điều khiển tuyến tính hóa vào ra (Input Output Linearization - IOL) [9]

- Điều khiển dùng logic mờ và mạng nơron [10, 11]

- Điều khiển trượt (Sliding Mode Control - SMC) [12, 13, 14, 15, 16, 17, 18]

Năm 2007, Đỗ Thị Hồng Thắm, một sinh viên của trường Đại học Bách Khoa Thành Phố Hồ Chí Minh, đã thực hiện đề tài nghiên cứu về "Điều khiển trượt mô-men động cơ không đồng bộ" dưới sự hướng dẫn của PGS.TS.

- Thời gian đáp ứng nhanh

- Quá trình quá độ không có vọt lố, không có ao động

- Sai số xác lập tốc độ bằng không

- Bộ điều khiển có chất lượng anh định cao

- Xuất hiện hiện tượng ao động quanh mặt trượt (hiện tượng Chattering)

Năm 2009, nhóm tác giả Dương Hoài Nghĩa, Nguyễn Văn Nhờ, Nguyễn Xuân Bắc từ trường Đại học Bách Khoa, Đại học Quốc Gia Thành Phố Hồ Chí Minh đã thực hiện nghiên cứu về “Điều khiển trượt động cơ không đồng bộ ba pha nuôi bởi bộ nghịch lưu áp ba mức” trên hệ tọa độ  Nghiên cứu này đã khắc phục hiện tượng dao động quanh mặt trượt bằng cách thay thế hàm dấu (hàm signum) bằng hàm bão hòa (hàm saturation), đồng thời thừa hưởng các ưu điểm từ công trình của Đỗ Thị Hồng Thắm và cải tiến những nhược điểm trước đó.

Mục tiêu và nhiệm vụ

Mục tiêu của nghiên cứu này là tìm hiểu phương pháp điều khiển trượt để điều khiển động cơ không đồng bộ ba pha rotor lồng sóc Các nhiệm vụ cụ thể bao gồm việc phát triển và tối ưu hóa các thuật toán điều khiển, phân tích hiệu suất của hệ thống và ứng dụng trong thực tiễn.

- Lập mô hình ĐCKĐB a pha rotor lồng sóc trên hệ tọa độ dq

- Nghiên cứu giải thuật điều khiển ĐCKĐB ùng phương pháp điều khiển trượt (SMC)

- Mô phỏng hệ thống điều khiển bằng Matlab/Simulink

Kết quả mô phỏng đã được so sánh với các phương pháp điều khiển khác và các nghiên cứu liên quan, từ đó làm nổi bật những thành tựu đạt được trong nghiên cứu này.

Giới hạn đề tài

Nghiên cứu lý thuyết điều khiển ĐCKĐB a pha rotor lồng sóc bằng phương pháp điều khiển trượt.

Phương pháp nghiên cứu

- Phương pháp phân tích và tổng hợp lý thuyết

- Phương pháp mô hình hóa và mô phỏng.

Nội dung luận văn

Luận văn gồm năm chương chính với các nội ung như sau:

Chương một là chương tổng quan về điều khiển trượt, mục tiêu cũng như phương pháp nghiên cứu của luận văn

Chương hai trình bày các phương pháp điều khiển ĐCKĐB hiện đại đã được áp dụng trong những năm gần đây, đồng thời cũng cung cấp cơ sở lý thuyết về mô hình ĐCKĐB.

Chương a tập trung thiết kế ộ điều khiển trượt

Chương ốn ứng ụng các cơ sở lý thuyết vào xây dựng mô hình mô phỏng ĐCKĐB bằng phương pháp điều khiển trượt trong Matla Chương này so sánh sự khác biệt và kết quả đạt được của phương pháp điều khiển trượt với các phương pháp điều khiển động cơ khác, từ đó rút ra nhận xét và đánh giá kết quả Chương năm là phần kết luận, trình bày các kết quả đạt được của luận văn và nêu một số tồn tại cũng như phương hướng khắc phục.

CƠ SỞ LÝ THUYẾT

Các phương pháp điều khiển ĐCKĐB

Trên thực tế, có nhiều phương pháp điều khiển tốc độ ĐCKĐB có thể chia làm hai loại:

+ Điều khiển điện áp stator

+ Điều khiển điện trở rotor

+ Điều khiển định hướng trường

+ Điều khiển mô-men trực tiếp [6]…

Chương này trình bày tóm tắt về nguyên tắc điều khiển chung của một số phương pháp điều khiển ĐCKĐB đang được áp dụng rộng rãi trong thời gian gần đây.

2.2.1 hương pháp điều khiển tuyến tính hóa vào ra (Input Output Linearization) [21]

(2.10) x, f(x), g(x) – các vector nx1 h(x) – một hàm vô hướng của vector x

 Định nghĩa Đạo hàm Lie theo phương f(x) của hàm vô hướng h(x) là một vô hướng, ký hiệu L f h(x), và được định nghĩa như sau:

 (2.11) Đạo hàm Lie bậc n được định nghĩa một cách đệ quy như sau:

 Luật điều khiển hồi tiếp tuyến tính hóa

Hệ thống (2.10) có bậc tương đối p nếu và chỉ nếu hai điều kiện sau thỏa mãn

Nếu (2.15) và (2.16) thỏa mãn, ta có

Luật điều khiển tuyến tính hóa hệ thống (2.8) được xác định bởi

Thay u ở (2.18) vào (2.17) ta được hệ thống tuyến tính hóa y (p) = v (2.19)

Hệ thống (2.19) có bậc tương đương với bậc tương đối p của hệ thống (2.10) Sau khi áp dụng luật điều khiển (2.18), sẽ có n - p biến trạng thái không thể quan sát được Việc áp dụng luật điều khiển (2.18) chỉ khả thi khi các biến trạng thái này được giữ trong giới hạn trong suốt quá trình hoạt động của hệ thống.

Luật điều khiển tuyến tính được định nghĩa qua tín hiệu sai lệch e(t) = r(t) - y(t) Để đảm bảo tín hiệu ra y(t) theo sát tín hiệu đặt r(t), cần xác định luật điều khiển v(t) sao cho phương trình vi phân có phương trình đặc trưng Hurwitz, thể hiện qua e(p) + a1 e(p-1) + a2 e(p-2) + … + ap-1 e = 0.

Kết hợp với (2.18) ta được luật điều khiển tổng hợp sau:

2.2.2 hương pháp điều khiển định hướng trường (Field Oriented Control – FOC) Điều khiển định hướng trường là phương phương pháp điều khiển vector đầu tiên đối với động cơ cảm ứng được trình ày ởi K Hasse (Indirect FOC) và F Blaschke (Direct FOC) trong những thập niên 1970 Phương pháp này được nghiên cứu và thảo luận ởi nhiều nhà nghiên cứu và hiện nay đã trở thành một tiêu chuẩn công nghiệp Trong phương pháp này các phương trình động cơ được chuyển thành hệ tọa độ quay đồng ộ với vector từ thông rotor Phương pháp FOC đảm ảo từ thông và mô-men tách iệt với nhau Tuy nhiên, các phương trình động cơ cảm ứng vẫn còn phi tuyến chỉ tách iệt hoàn toàn khi iên độ từ thông rotor là hằng số Phương pháp FOC gồm có các loại sau:

- Điều khiển định hướng theo từ thông stator

- Điều khiển định hướng theo từ thông rotor

Phương pháp điều khiển định hướng theo từ thông rotor mang lại nhiều lợi ích vượt trội Bằng cách áp dụng phương pháp vector không gian, chúng ta có thể dễ dàng xây dựng mô hình động cơ và các phương trình trong hệ tọa độ dq Phương pháp này cho phép triệt tiêu thành phần từ thông rotor trên trục q, trong khi thành phần từ thông rotor trên trục d được xem như một đại lượng một chiều Các đại lượng dòng điện và điện áp cũng được chiếu lên hai trục tọa độ này, tạo thành các thành phần một chiều.

Hai phương pháp tiếp cận trong điều khiển vector từ thông rotor thường được sử dụng là:

- Phương pháp điều khiển trực tiếp (Direct Rotor Field Oriented Control -

DRFOC sử dụng cảm biến để đo trực tiếp từ thông rotor của động cơ, nhưng phương pháp này gặp nhiều nhược điểm Cảm biến không chỉ làm tăng kích thước của mô hình động cơ mà còn làm tăng chi phí và độ chính xác của từ thông đo được cũng gặp khó khăn.

- Phương pháp điều khiển gián tiếp (Indirect Rotor Field Oriented Control -

Phương pháp IRFOC dựa trên việc đo vị trí rotor và được chấp nhận rộng rãi hơn so với phương pháp DRFOC do những nhược điểm của nó Tuy nhiên, một thách thức lớn của IRFOC là xây dựng mô hình để hiệu chỉnh sai số của từ thông rotor và tốc độ động cơ được ước lượng hồi tiếp Góc θ s, hay góc quay đồng bộ, đóng vai trò quan trọng trong việc áp dụng phương pháp IRFOC.

Cấu trúc cơ ản của hệ thống điều khiển định hướng trường trong điều khiển động cơ không đồng bộ a pha được trình ày như Hình 2.5

Hình 2.5: Cấu trúc cơ ản của phương pháp FOC [19]

Từ thông và mô-men quay được biểu diễn theo các phần tử của vector dòng stator như sau:

Trong đó p c là thành phần toán tử Laplace

Phương trình (2.20a) chỉ ra rằng từ thông rotor  rd có thể được điều khiển thông qua dòng stator i sd, với mối quan hệ giữa chúng là mối quan hệ trễ bậc nhất có hằng số thời gian T r Nếu dòng i sd được áp đặt một cách nhanh chóng và chính xác, từ thông  rd có thể được duy trì ổn định tại mọi điểm làm việc của động cơ Tương tự, nếu dòng i sq được điều chỉnh nhanh chóng và chính xác theo phương trình (2.20b), nó có thể được xem như là đại lượng điều khiển mô-men T e của động cơ.

Bằng cách mô tả ĐCKĐB a pha trên hệ tọa độ từ thông rotor, chúng ta không còn tập trung vào từng dòng pha riêng lẻ mà xem xét toàn bộ vector không gian dòng stator của động cơ Tại mọi điểm làm việc của động cơ, vector i s sẽ cung cấp hai thành phần: i sd để điều khiển từ thông rotor.

 r , i sq để điều khiển momen quay T e , từ đó có thể điều khiển tốc độ của động cơ

Phương pháp mô tả động cơ không đồng bộ ba pha tương tự như động cơ một chiều, cho phép xây dựng hệ thống điều khiển truyền động tương tự Tốc độ của động cơ không đồng bộ ba pha được điều khiển thông qua hai thành phần của dòng điện, bao gồm i sd và i sq.

- Đáp ứng vận tốc động cơ tốt

- Đáp ứng mô-men tốt ngay cả ở tốc độ thấp

- Điều khiển từ thông và mô-men một cách độc lập

- Hoạt động ở cả bốn góc phần tư

- Dòng khởi động thay đổi có thể chấp nhận

- Tần số đóng ngắt không thay đổi

- Cấu trúc mạch phức tạp, đòi hỏi bộ vi xử lý mạnh

- Bị ảnh hưởng bởi sự thay đổi của các thông số động cơ trong quá trình hoạt động thực tế của máy

2.2.3 hương pháp điều khiển mô-men trực tiếp (Direct Torque Control – DTC)

Vào giữa thập niên 1980, I Takahashi và T Noguchi đã giới thiệu phương pháp Điều Khiển Mô-men Trực Tiếp cho động cơ cảm ứng, thay thế phương pháp Điều Khiển Vector Cổ Điển (FOC) Phương pháp này sử dụng cách tiếp cận mới để điều khiển động cơ, bao gồm việc thay thế động cơ cách ly và tuyến tính hóa thông qua chuyển hệ tọa độ, tương tự như FOC, với các bộ điều khiển có độ trễ, tương ứng với hoạt động đóng – mở của thiết bị biến tần công suất Kể từ năm 1985, phương pháp DTC cổ điển đã được nhiều nhà nghiên cứu phát triển và cải tiến liên tục.

Trong phương pháp DTC cổ điển mặt phẳng được chia thành sáu sector (Hình 2.6), được xác định như sau:

Hình 2.6: Các Sector trong phương pháp DTC cổ điển

Khi từ thông stator ở góc Sector 1, để tăng cường độ, có thể chọn các vector điện áp U1, U2, U6 Ngược lại, để giảm cường độ, lựa chọn các vector U3, U4, U5 là khả thi Việc áp dụng một trong hai vector không phải là U0 hoặc U7 sẽ dừng lại tích phân trong phương trình (2.21) Lưu ý rằng vector từ thông stator không thay đổi.

U dc là điện áp thanh cái DC

U v là điện áp ngõ ra của biến tần

Hình 2.7: Lựa chọn vector điện áp tối ưu cho vector từ thông stator trong Sector 1

Phương trình (2.21) thể hiện tám vector điện áp tương ứng với các trạng thái khả thi của biến tần, bao gồm sáu vector hoạt động U1 – U6 và hai vector không hoạt động U0, U7, được minh họa trong Hình 2.6.

Hướng của từ vector từ thông stator phụ thuộc vào điện áp của biến tần Đối với điều khiển mô-men, góc giữa từ thông stator và rotor được sử dụng để điều chỉnh mô-men động cơ Để tăng mô-men, các vector điện áp như U2, U3, U4 có thể được chọn, trong khi để giảm mô-men, các vector U1, U5, U6 sẽ được sử dụng Cụ thể, vector điện áp làm cho từ thông quay theo chiều kim đồng hồ sẽ dẫn đến việc giảm mô-men, trong khi ngược lại sẽ làm tăng mô-men.

Trong đó: m s khối lượng stator (kg)

  góc giữa từ thông stator và rotor (rad)

Bảng 2.1: Bảng lựa chọn điện áp theo sự tăng giảm từ thông stator và mô-men

 s T e Sector 1 Sector 2 Sector 3 Sector 4 Sector 5 Sector 6

Để điều khiển mô-men động cơ một cách chính xác, cần thiết phải kiểm soát giá trị mô-men và từ thông của động cơ sao cho phù hợp với giá trị đặt trước Mô-men động cơ phải nhỏ hơn giá trị định mức và từ thông cần đảm bảo yêu cầu về bảo hòa từ Để thực hiện điều này, cần sử dụng các bộ so sánh giữa giá trị đặt và giá trị thực của mô-men và từ thông stator Việc lựa chọn điện áp điều khiển cho bộ nghịch lưu được thực hiện thông qua các bộ so sánh hai bậc và ba bậc Đặc biệt, từ thông stator được xác định bởi bộ so sánh hai bậc, với nguyên tắc hoạt động dựa trên sai số eψ giữa hai tín hiệu và khoảng trễ Hψ để điều chỉnh tín hiệu chọn vector điện áp ở đầu ra Hψ theo hai mức.

Hình 2.8: Bộ so sánh dãy trễ 2 mức

Tín hiệu ngõ ra  được xác định như sau: d  = 1 khi e  > +H  d  = 0 khi e  < -H 

THIẾT KẾ HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN

Mô hình ĐCKĐB

Để xây dựng và thiết kế hệ điều khiển, cần có mô hình mô tả đối tượng điều khiển Trong thực tế kỹ thuật, có những phương pháp không cần mô hình, chẳng hạn như công nghệ điều khiển mờ (fuzzy logic technology) Tuy nhiên, việc áp dụng công nghệ này cho điều khiển kinh điển vẫn chưa phát triển đầy đủ, do đó chưa được quan tâm Điểm khởi đầu để xây dựng mô hình toán học cho điều khiển kinh điển là mô hình đơn giản của động cơ.

Hình 3.1: Mô hình đơn giản của ĐCKĐB a pha rotor lồng sóc [24]

Mô hình toán học cần thể hiện rõ các đặc tính thời gian của đối tượng điều khiển, tuy nhiên không nhằm mục đích mô phỏng chính xác động cơ Mô hình chỉ phục vụ cho việc xây dựng các thuật toán điều khiển, do đó có những điều kiện giả thiết được đặt ra Những điều kiện này giúp đơn giản hóa mô hình, tạo thuận lợi cho thiết kế sau này, nhưng cũng dẫn đến sai lệch nhất định giữa đối tượng và mô hình Các sai lệch này cần được khắc phục bằng các biện pháp kỹ thuật điều khiển trong quá trình thực hiện.

Động cơ ĐCKĐB được mô tả bởi hệ phương trình vi phân bậc cao, do cấu trúc không gian phức tạp của các cuộn dây và các mạch từ móc vòng Khi mô hình hóa động cơ, cần phải chấp nhận các điều kiện nhất định để đảm bảo tính chính xác trong phân tích.

- Các cuộn dây stator được bố trí một cách đối xứng về mặt không gian

- Các tổn hao sắt từ và sự bão hòa từ có thể bỏ qua

- Dòng từ hóa và từ trường được phân bố hình sin trên bề mặt khe từ

- Các giá trị điện trở và điện cảm được coi là không đổi

Trục chuẩn cho mọi quan sát được xác định là trục của cuộn dây pha a Để mô tả động cơ, chúng ta sẽ áp dụng các mô hình trong không gian trạng thái Một số quy ước ký hiệu được sử dụng cho điều khiển ĐCKĐB pha a.

Chỉ số viết nhỏ ở góc phải phía trên bao gồm các đại lượng quan sát trên hệ tọa độ rotor (f), hệ tọa độ stator (s) và hệ tọa độ rotor với trục thực là trục rotor (r).

 Chỉ số viết nhỏ, ở góc phải phía ưới:

 Chữ cái đầu tiên: s Đại lượng của mạch stator r Đại lượng của mạch rotor

 Chữ cái thứ hai: d, q Phần tử thuộc hệ tọa độ dq

,  Phần tử thuộc hệ tọa độ ,  a, b, c Đại lượng thuộc pha a, b, c

 Đại lượng viết có gạch chân:

Chữ to Ma trận Chữ nhỏ Vector

Trước khi xây dựng mô hình động cơ, cần định nghĩa các đại lượng quan trọng như dòng stator i_sd và i_sq (A) trên hệ tọa độ dq, cùng với điện áp stator u_sd và u_sq (V) cũng trên hệ tọa độ dq.

 rd ,  rq (A) : từ thông rotor chuẩn hóa bởi hỗ cảm L m trên hệ tọa độ dq

 s (rad/s) : tốc độ đồng bộ p : số đôi cực của động cơ

J (kg.m 2 ) : mô-men quán tính cơ

T e (Nm) : mô-men điện từ của động cơ

L s (H) : hệ số tự cảm stator (L s = L m + L s )

L r (H) : hệ số tự cảm rotor (L r = L m + L r )

L s (H) : hệ số tự cảm tiêu tán stator

L r (H) : hệ số tự cảm tiêu tán rotor (đã quy đổi về phía stator)

T s = L s /R s : hằng số thời gian stator

T r = L r /R r : hằng số thời gian rotor r s m

  : hệ số tiêu tán tổng

3.1.1 Hệ phương trình cơ bản của động cơ trên hệ tọa độ dq

 hương trình điện áp stator f s s f f s s s f s j dt i d R u '

 hương trình điện áp rotor f r r f f r r r j dt d i

 hương trình từ thông stator và rotor

Để hoàn thiện hệ thống phương trình mô tả động cơ không đồng bộ ba pha (ĐCKĐB), cần bổ sung hai phương trình cơ bản sau đây.

 Phương trình mô-men điện từ

 Phương trình chuyển động dt d p

3.1.2 Mô hình trạng thái của động cơ trên hệ tọa độ từ thông rotor

Các phương trình (3.1), (3.2) và (3.3) được tập hợp lại trong hệ phương trình mô tả ĐCKĐB trên hệ tọa độ q sau đây:

Trong hệ phương trình trên, các đại lượng trung gian như vector òng rotor i r f , vector từ thông stator f s

' được rút ra từ hai phương trình (3.6c) và (3.6d)

' vào (3.6a), (3.6b) đồng thời sử dụng các tham số , T s , T r – đã được định nghĩa – ta thu được hệ phương trình (3.8) sau vài phép biến đổi đơn giản

Ta định nghĩa thêm các đại lượng mới như sau: m rd rd L

Bằng cách thay thế các đại lượng mới vào phương trình (3.8) và chuyển đổi sang dạng các phần tử của vector, chúng ta có thể thu được một hệ phương trình mới sau một số biến đổi nhỏ.

T i T dt di rq r rd s sq r rq rq s rd r sd r rd sq s rq r rd sq r s sd s sq sd s rq rd r sq s sd r s sd

Hệ phương trình (3.9) mô tả toàn diện hệ thống điện của ĐCKĐB Đại lượng  rd được định nghĩa mới, thực chất là môdul dòng từ hóa chuẩn hóa.

X t phương trình (3.4), phương trình mô-men của động cơ Rút i s r từ (3.3b) ra và thay vào (3.4)

Thay các vector trong (3.10) bằng các phần tử tương ứng ta thu được phương trình mô-men động cơ như sau:

   rd sq sq sd  r m sd sq sq rd r m e i i

Mô hình trạng thái của ĐCKĐB trên hệ tọa độ q được viết lại như sau:

T d a i dt a d c a i dt a d b u a a a i a dt i di a u a a a i i dt a di

L e sd rq sq rd e rq rd s sq rq rq s rd sd rd sq rq rd sq sd s sq sd rq rd sq s sd sd

Hệ phương trình (3.11) và (3.12) là mô hình cơ điện đầy đủ của ĐCKĐB và được minh họa trong Hình 3.2 [19]

Hình 3.2: Mô hình ĐCKĐB a pha rotor lồng sóc trên hệ tọa độ từ thông rotor

(hệ tọa độ dq) Mục tiêu điều khiển ở đây chính là điều khiển từ thông rotor  r và tốc độ rotor

 đạt giá trị đặt  ref và  ref tương ứng.

Thiết kế bộ điều khiển trượt

Trong các bộ điều khiển, tín hiệu điều khiển u thường được xác định dựa trên các biến trạng thái của hệ thống thông qua hồi tiếp trạng thái Tuy nhiên, thực tế cho thấy việc bố trí đầy đủ cảm biến để đo tất cả các biến trạng thái là rất khó khăn Do đó, việc ước lượng các biến trạng thái thông qua các tín hiệu vào và ra đo được trở nên cần thiết, làm nổi bật vai trò quan trọng của các bộ quan sát trạng thái.

Bộ quan sát trượt của hệ (3.14) được xác định bởi

(3.15) Định nghĩa vector sai số ước lượng x x x   

(3.17) trong đó       x,x  f x  f x là sai số mô hình Các hằng số h 1 và h 2 được chọn sao cho sai số ước lượng ~ x  0 khi t   Nghĩa là hệ thống (3.18) ổn định tiệm cận

(3.18) k 1 là chặn trên của sai số xác lập của giá trị ước lượng của x 2 (tứcx 2 x 2 ), k 2 được chọn lớn hơn sai số mô hình   x x

3.2.2 Hệ thống điều khiển trƣợt ĐCKĐB

Hình 3.3: Sơ đồ khối bộ điều khiển trượt ĐCKĐB [14]

Hệ thống điều khiển trượt ĐCKĐB bao gồm hai vòng lặp điều khiển: vòng lặp bên ngoài sử dụng bộ điều khiển PI để hiệu chỉnh tốc độ, và vòng lặp bên trong áp dụng kỹ thuật điều khiển trượt để điều chỉnh mô-men và từ thông.

3.2.2.1 Điều khiển vòng trong Đặt:  rd 2  rq 2 (3.19)

 rd sd rd s rq rq sq s rd rq  rq rq rd rd a i a a i a       

Xin lỗi, nhưng nội dung bạn cung cấp không rõ ràng và không có nghĩa Bạn có thể cung cấp một đoạn văn khác hoặc thông tin cụ thể hơn để tôi có thể giúp bạn viết lại một cách chính xác không?

 sd  sq s rd rq  rq  sd s sq rd rq sd   sq rq rd sq sd s rd rq s rd sd sq sd rq sd rq sq rd sq rd e u a a a i i a a i a i u a a a i a i a i a i a i i i i a

Phương trình (3.23) và (3.24) thể hiện sai số từ thông và mô-men tương ứng Trong đó,  ref và T ref đại diện cho các giá trị mong muốn của từ thông và mô-men, với T ref là đầu ra của bộ điều khiển tốc độ.

Mặt trượt được định nghĩa như sau:

  > 0 là hằng số thời gian của đáp ứng từ thông ở chế độ trượt Nếu  ref là hằng số ta có:

Thay (3.20), (3.21), (3.22) vào (3.27) và (3.28) ta được:

Xin lỗi, nhưng nội dung bạn cung cấp dường như không có ý nghĩa rõ ràng hoặc không thể hiểu được Vui lòng cung cấp một đoạn văn khác có nội dung cụ thể hơn để tôi có thể giúp bạn viết lại theo yêu cầu.

 sd s sq rd rq sd   rq rq rd s sq sd sq rq rd sq sd s rd rq s rd sd sq ref u a a a i i a a i a i u a a a i a i a i a i a

Từ phương trình (3.29) và (3.30) ta được ma trận sau:

It seems that the text you provided is not coherent and does not convey any meaningful content Please provide a clearer and more structured article, and I would be happy to help you rewrite it while adhering to SEO guidelines.

 sd  sq s rd rq  rq  sd s sq rd rq   rq rd sq sd s rd rq s rd sd sq a a i i a a i a i a a i a i a i a i a f

 a rq a f 22  4 6  a rd a f 23   4 6  Để S 1  0 và S 2  0 luật điều khiển được xác định như sau:

Các hằng số k1 và k2 đóng vai trò quan trọng trong tính bền vững của bộ điều khiển đối với sai số của mô hình Khi giá trị của k1 và k2 tăng lên, tính bền vững cũng được cải thiện, tuy nhiên, điều này có thể dẫn đến hiện tượng chattering gia tăng.

Trong đề tài này, hàm saturation(x) được sử dụng thay thế cho hàm signum(x) để giảm hiệu ứng chattering

Từ (3.31) và (3.32) ta có tín hiệu điều khiển:

S sat k f f f f f u u u ref sq ref sd ref sq sd

Hệ thống điều khiển trên thế giới chủ yếu sử dụng bộ điều khiển PID (tỉ lệ – tích phân – vi phân), với khoảng 98% vòng lặp điều khiển trong ngành giấy và bột giấy được điều khiển bởi các bộ điều khiển một ngõ vào một ngõ ra PI Trong các ứng dụng điều khiển quá trình, hơn 95% các bộ điều khiển thuộc loại PID Các thống kê này cũng tương tự trong ngành công nghiệp điều khiển chuyển động và hàng không.

Bộ điều khiển PID hoạt động dựa trên ba thông số chính: Tỉ lệ, Tích phân và Vi phân Giá trị Tỉ lệ phản ánh sai số hiện tại, trong khi giá trị Tích phân dựa trên tổng sai số đã xảy ra, và giá trị Vi phân xác định phản ứng theo tốc độ thay đổi của sai số Tổng hợp của ba thành phần này được sử dụng để điều khiển hiệu quả quá trình.

Hình 3.4: Sơ đồ điều khiển PID [23]

Vòng ngoài của bộ điều khiển tốc độ là bộ điều khiển PI:

Ngõ vào của bộ điều khiển PI là sai số giữa tốc độ mong muốn và tốc độ thực tế Ngõ ra của bộ PI cung cấp tín hiệu cho bộ điều khiển mô-men Các thông số K P và K I được xác định thông qua phương pháp thử sai Trong thực tế, khi điều khiển động cơ, chỉ sử dụng khâu hiệu chỉnh PI mà không áp dụng khâu vi phân, do khâu D thường nhạy cảm với nhiễu loạn trong hệ thống.

Xây dựng bộ ước lượng

3.3.1 Ƣớc lƣợng từ thông rotor  và mô-men động cơ T e

Từ thông Rotor được ước lượng từ phương trình (3.12a) - (3.12d) Mô-men động cơ được ước lượng từ phương trình (3.12e)

Xin lỗi, nhưng nội dung bạn cung cấp không có ý nghĩa rõ ràng hoặc không thể hiểu được Vui lòng cung cấp một đoạn văn bản khác để tôi có thể giúp bạn viết lại một cách hợp lý hơn.

Trong đó các hệ số a1

- a 6 xác định tương tự các thông số của mô hình Chú ý rằng các thông số k  i sd i  sd 

4  là các thông số quan sát trạng thái Hệ số hiệu chỉnh k 3 , k 4 được lựa chọn sao cho sai số hiệu chỉnh là nhỏ nhất tức là ~ x  0 khi t  

Trong đó  là tốc độ rotor,  r được xác định như sau: arctan 2 r rq rd rd rq rd r rq r dt d dt d

Thông số   s được xác định từ các phương trình (3.37) và (3.38): r s  

3.4 Khối chuyển đổi dòng điện i s_dq sang i s_abc

Dựa vào các phép chuyển đổi hệ trục tọa độ cho vector không gian và một số phép biến đổi, chúng ta có thể thiết lập hệ phương trình chuyển đổi dòng điện từ hệ tọa độ từ thông rotor (hệ tọa độ dq) sang hệ tọa độ a c.

 sq sd s sq sd s  sb s sq s sd sa i i i i i i i i

(3.41) Áp dụng phương trình cân ằng dòng ba pha (2.1) ta có: i sa (t) + i sb (t) + i sc (t) = 0

 i sc (t) = - i sa (t) - i sb (t) (3.42) Mặt khác ta có: t s s t s s   

Thay (3.43) vào (3.41) kết hợp với (3.42) ta được òng điện stator 3 pha a, b, c như sau:

  sb sa sc s sd sq s sd sq sb s sq s sd sa i i i t i i t i i i t i t i i

Khối chuyển đổi òng điện i s_dq sang i s_abc

4.1 Hệ thống điều khiển trƣợt

Từ chương A, chúng ta đã xây dựng mô hình mô phỏng hệ thống điều khiển trượt ĐCKĐB trong hệ tọa độ từ thông rotor (hệ tọa độ q) Mô hình động cơ được xác định bởi phương trình (3.12), trong khi mô hình bộ điều khiển trượt được xác định bởi phương trình (3.34) Đối với mô hình bộ chuyển đổi dòng điện từ i s_dq sang i s_abc, nó được xác định bởi phương trình (3.44).

Hình 4.1: Mô hình mô phỏng điều khiển trượt ĐCKĐB ằng Matla khi không ước lượng từ thông và mô-men

KẾT QUẢ MÔ PHỎNG

Hệ thống điều khiển trượt

Từ chương a, chúng ta đã xây dựng mô hình mô phỏng hệ thống điều khiển trượt ĐCKĐB trong hệ tọa độ từ thông rotor (hệ tọa độ q) Mô hình động cơ được xác định bởi phương trình (3.12), trong khi mô hình bộ điều khiển trượt được mô tả bởi phương trình (3.34) Ngoài ra, mô hình bộ chuyển đổi dòng điện từ i s_dq sang i s_abc được xác định qua phương trình (3.44).

Hình 4.1: Mô hình mô phỏng điều khiển trượt ĐCKĐB ằng Matla khi không ước lượng từ thông và mô-men

Từ hệ phương trình (3.12) ta xây dựng mô hình Simulink của ĐCKĐB trên hệ tọa độ q như sau:

Hình 4.2: Mô hình hóa ĐCKĐB trên Simulink 4.1.1.2 Mô hình hóa bộ điều khiển trƣợt

Hình 4.3:Mô hình bộ điều khiển trượt trên Simulink

4.1.1.3 Mô hình hóa bộ chuyển đổi i s_dq  i s_abc

Hình 4.4: Mô hình bộ chuyển đổi tọa độ dòng stator i s_dq  i s_abc

Hệ thống điều khiển được thiết kế với các thông số của động cơ như sau: 177

R sm ; R rm 1,382; L sm 0,119H ; L rm 0,118H; L mm  0 , 113H; p m  2;

Bộ điều khiển được lựa chọn với các thông số:   = 0,05s; k1 = 12000; k2 = 3000; Kp = 1,1; Ki = 30 Động cơ bắt đầu khởi động tại thời điểm t = 0s với tốc độ 150 rad/s trong chế độ không tải Đến thời điểm t = 1,5s, mô-men tải TL = 3,5Nm được áp dụng.

Dưới đây là đáp ứng của động cơ với các thông số anh định của động cơ

Hình 4.5: Đáp ứng mô-men của động cơ

Hình 4.6: Đáp ứng tốc độ của động cơ

Hình 4.7: Đáp ứng từ thông stator của động cơ

Hình 4.8: Đáp ứng òng điện stator ba pha của động cơ

Hình 4.9: Đáp ứng òng điện stator ba pha của động cơ được phóng đại

Hình 4.10: Đáp ứng của mặt trượt từ thông

Hình 4.11: Đáp ứng của mặt trượt mô-men

Hình 4.12: Đáp ứng sai số từ thông

- Thời gian đáp ứng của tốc độ khoảng 1,2s, của từ thông khoảng 0,3s

- Quá trình quá độ của tốc độ và từ thông không có vọt lố, không có ao động

Sai số xác lập của tốc độ và từ thông gần như ằng không Mô-men vọt lố với biên độ không đáng kể (