(Luận văn thạc sĩ) nghiên cứu bộ nghịch lưu ba pha năm bậc NPC

TỔNG QUAN

Tổng quan về lĩnh vực nghiên cứu, các kết quả nghiên cứu trong và ngoài nước

1.1.1 Tổng quan chung về lĩnh vực nghiên cứu

Từ thập niên 80 của thế kỷ XX, kỹ thuật điện tử đã được ứng dụng trong các mạch điều khiển, đo lường và bảo vệ hệ thống điện công nghiệp, được gọi là điện tử công nghiệp Đến thập niên 90, kỹ thuật này đã phát triển mạnh mẽ, thay thế các khí cụ điện từ để cung cấp nguồn cho phụ tải một pha và ba pha, cũng như tạo ra các bộ nguồn công suất lớn Với kích thước nhỏ gọn, khả năng điều khiển dễ dàng, và cải tiến về tần số, công suất, điện áp, dòng điện, độ tin cậy, điện tử công nghiệp ngày càng trở nên phổ biến và hiệu quả hơn.

Ngày nay, sự phát triển nhanh chóng của công nghiệp yêu cầu hệ thống truyền động động cơ phải chính xác và hiệu quả hơn bao giờ hết Công nghệ bán dẫn đã cho phép phát triển các bộ điều khiển điện tử công suất, trong đó bộ biến đổi tần số (biến tần) đóng vai trò quan trọng Biến tần được chia thành biến tần tĩnh và biến tần động, với biến tần tĩnh được sử dụng rộng rãi trong các ứng dụng như bộ lưu điện (UPS) và nguồn cấp điện cho máy bay Nghiên cứu về điều khiển nghịch lưu đã diễn ra hơn 30 năm, tập trung chủ yếu vào các mạch nghịch lưu đa bậc, với hai hướng nghiên cứu chính là kỹ thuật điều chế vector không gian và điều chế sóng mang Nghiên cứu của Nguyen Van Nho và Myung-Joong Youn vào năm 2005 đã kết nối hai phương pháp SVPWM và CPWM, cải thiện kỹ thuật đa điều chế cho bộ nghịch lưu đa bậc Bộ nghịch lưu 3 bậc hiện đang được ứng dụng rộng rãi nhờ vào ưu điểm như công suất cao và chất lượng điện tốt, nhưng cũng gặp phải một số nhược điểm như độ méo hài lớn Do đó, nghiên cứu cấu hình nghịch lưu 5 bậc lai trở nên cần thiết để đáp ứng các yêu cầu thực tế, dẫn đến việc lựa chọn hướng nghiên cứu “Nghiên cứu bộ nghịch lưu 3 pha 5 bậc NPC” là phù hợp và cấp bách.

1.1.2 Các kết quả trong và ngoài nước đã công bố

1.1.2.1 Tình hình nghiên cứu trong nước:

Trong những năm vừa qua các nhóm nghiên cứu trong nước có khá nhiều nghiên cứu về nghịch lưu đa bậc

Trong luận văn thạc sĩ của Bùi Thanh Hiếu, nghiên cứu về bộ nghịch lưu ba pha cầu H đã được trình bày với hai mạch NPC ba bậc (5 bậc lai) Tác giả đã thực hiện mô phỏng và thí nghiệm bằng một phương pháp điều chế mới cho biến tần lai cầu H ba pha, sử dụng hai nhánh NPC 3 bậc Phương pháp này cho thấy hiệu quả trong việc giảm thiểu common-mode với chỉ số THD đạt 27,11%.

Bài viết của tác giả Lê Văn Mạnh Giàu đã trình bày mô phỏng về vấn đề cân bằng điện thế điểm trung tính trong biến tần NPC 3 bậc sử dụng Zero-Sequence Voltage trên Matlab Nghiên cứu thực hiện với nhiều chỉ số điều chế và tải khác nhau nhằm kiểm tra độ chính xác của thuật toán, đạt được số lần chuyển mạch cao và chỉ số THDUta là 35,66%.

Năm 2012, tại hội nghị VCM – 2012, nhóm tác giả Nguyễn Văn Nhờ, Đới Văn Môn, Trần Quốc Hoàn và Quách Thanh Hải đã trình bày nghiên cứu về việc cân bằng điện áp hai tụ điện một chiều trong nghịch lưu 3 bậc NPC, với số lần chuyển mạch cao và chỉ số THDUta đạt 50,99%.

Trong luận án tiến sĩ mang tên “Nghiên cứu kỹ thuật điều chế độ rộng xung để điều khiển tối ưu nghịch lưu đa bậc”, tác giả Quách Thanh Hải đã tiến hành phân tích các cấu trúc nghịch lưu đa bậc, bao gồm cả nghịch lưu truyền thống và các mạch nghịch lưu lai hiện đại thông qua mô phỏng và thực nghiệm.

1.1.2.2 Tình hình nghiên cứu ngoài nước

Có khá nhiều nghiên cứu ngoài nước liên quan đến đề tài đã đề xuất trong đó phải kể đến các nghiên cứu sau:

Nghiên cứu "Thiết kế Chuỗi Chuyển Mạch Mới cho Bộ Inverter HNPC-Bridge Năm Cấp với Quang Phổ Điện Áp Đầu Ra Cải Thiện và Tần Số Chuyển Mạch Thiết Bị Tối Thiểu" tập trung vào việc áp dụng kỹ thuật điều chế SVPWM Bài báo trình bày một trình tự chuyển mạch theo điều chế vector không gian nhằm tối ưu hóa việc giảm hài bậc cao và giảm tần số chuyển mạch của các khóa công suất Cấu hình nghịch lưu được nghiên cứu là cấu hình nghịch lưu lai 5 bậc, trong đó mỗi pha bao gồm hai nhánh NPC: một nhánh kết nối với thiết bị đầu ra và nhánh còn lại kết nối với điểm trung tính Mỗi cầu H được cung cấp bởi nguồn DC độc lập.

Bài báo “A Multilevel SVPWM Algorithm for Linear Modulation and Over Modulation Operation” đề xuất một thuật toán SVPWM chung cho biến tần đa bậc dựa trên tiêu chuẩn SVPWM hai bậc Thuật toán này giúp đơn giản hóa việc tính toán cho biến tần n bậc bằng cách sử dụng điều chế hai bậc Các phương pháp SVPWM được giới thiệu có thể áp dụng cho cả chế độ điều chế tuyến tính và quá điều chế Biến tần 5 bậc H-NPC sử dụng các phương pháp này, đạt được số lần chuyển mạch thấp và chỉ số THD áp tải dưới 5%.

Tính cấp thiết của đề tài, ý nghĩa khoa học và thực tiễn của đề tài

Trong những năm gần đây, nghiên cứu các phương pháp điều khiển nghịch lưu đang gia tăng, đồng thời Việt Nam cũng đang hội nhập và tiếp nhận những thành tựu mới trong khoa học và công nghệ Ngành công nghiệp điện tử phát triển mạnh mẽ với sự gia tăng sản xuất thiết bị điện tử công suất, phục vụ cho cả công nghiệp và đời sống hàng ngày Để đáp ứng nhu cầu thực hành trong lĩnh vực tự động hóa tại các trường Đại học, Cao đẳng, nhiều mô hình thí nghiệm hiện đại và đắt tiền được yêu cầu, nhưng nguồn kinh phí của một số trường lại hạn chế Các mô hình này thường sử dụng bộ điều khiển với khả năng nhúng các thuật toán điều khiển thông minh Trong tự động hóa, nhiều thuật toán từ cổ điển đến hiện đại yêu cầu bộ điều khiển xử lý nhanh chóng Công cụ lý tưởng cho vấn đề này hiện nay là DSP TMS320F28335 kết hợp với Matlab, mang lại tính mạnh mẽ, linh hoạt và giá thành hợp lý.

Việc kết hợp IC DSP TMS320F28335 với Matlab mang lại nhiều bộ điều khiển linh hoạt, giúp người học nắm bắt rõ hơn các thuật toán điều khiển trong lĩnh vực tự động hóa mà không cần phải thực hiện thí nghiệm trên nhiều đối tượng khác nhau.

Mục đích của đề tài

Nghiên cứuphương pháp kỹ thuật điều chếđộ rộng xung cải biến cho bộ nghịch lưu áp 5 bậc H-NPC

Thực hiện mô phỏng giải thuật đề xuất trên phần mềm Matlab và thực nghiệm trên môhình nghịch lưu 3 pha 5 bậc H-NPC

Kết quả so sánh giữa mô phỏng và mô hình thực nghiệm sẽ đưa ra các hướng nghiên cứu tiếp theo cùng với những ứng dụng cho nghịch lưu 5 bậc H-NPC, dựa trên các bộ tiêu chuẩn Việt Nam về nguồn điện.

Nhiệm vụ và giới hạn của đề tài

 Thành lập mô hình và mô phỏng giải thuật đề xuất trên Matlab

 Xây dựng mô hình thực nghiệm và Lập trình nhúng DSP F28335 bằng Matlab/Simulink để thực nghiệm trên mô hình thực tế

 Đánh giá, báo cáo các kết quả mô phỏng và kết quả thực nghiệm

Phương pháp nghiên cứu

- Nghiên cứu các kỹ thuật điều chế PWM cho nghịch lưu đa bậc

Ứng dụng kỹ thuật điều chế CPWM cho phép xây dựng mô hình mô phỏng và thuật toán điều khiển bộ nghịch lưu ba pha năm bậc H-NPC bằng phần mềm Matlab.

- Thực nghiệm giải thuật trên mô hình nghịch lưu 5 bậc H-NPC

So sánh kết quả thực nghiệm và mô phỏng với các tiêu chuẩn TCVN giúp rút ra những kết luận quan trọng về việc ứng dụng thực tế của nghịch lưu 5 bậc H-NPC Những phân tích này cung cấp cái nhìn sâu sắc về hiệu suất và tính khả thi của hệ thống trong các ứng dụng công nghiệp.

Điểm mới của đề tài

- Đề tài đã triển khai ứng dụng phương pháp điều chế CPWM trên cấu hình nghịch lưu 3 pha 5 bậc H-NPC

- Mô phỏng và thực nghiệm giải thuật CPWM trên nghịch lưu 3 pha 5 bậc H- NPC

- Dựa trên các tiêu chuẩn TCVN để đề xuất khả năng và phạm vi ứng dụng của nghịch lưu 3 pha 5 bậc H-NPC

Giá trị thực tiễn của đề tài

- Nghiên cứu làm tài liệu giảng dạy cho sinh viên chuyên ngành điện, đặc biệt trong lĩnh vực điện tử công suất

-Cho thấy khả năng triển khai và ứng dụng nguyên lý điều chế CPWM trên cấu hình nghịch lưu 3 pha 5 bậc H-NPC

- Xác định được phạm vi ứng dụng của nghịch lưu 3 pha 5 bậc H-NPC.

CƠ SỞ LÝ THUYẾT

Các cấu trúc bộ nghịch lưu đa bậc

2.2.1 Cấu trúc bộ nghịch lưu NPC (Neutral Point Clamped)

Sơ đồ nguyên lý mạch nghịch lưu áp NPC cho thấy bộ nghịch lưu đa bậc sử dụng một mạch nguồn DC được phân chia thành nhiều cấp điện áp nhỏ hơn thông qua các tụ điện mắc nối tiếp Khi mạch nguồn DC bao gồm n nguồn có cùng độ lớn, điện áp nguồn có thể đạt được n+1 giá trị khác nhau, tương ứng với n+1 bậc điện áp nghịch lưu.

Hình 2 1: Bô ̣ nghi ̣ch lưu áp da ̣ng NPC

Bộ nghịch lưu áp đa bậc sử dụng diode kẹp cải tiến giúp điều chỉnh dạng sóng điện áp tải và giảm thiểu sự tăng vọt điện áp trên linh kiện n lần Với thiết kế này, dv/dt trên linh kiện và tần số đóng ngắt được giảm đi một nửa Tuy nhiên, khi số bậc n > 3, độ chịu gai áp của các diode sẽ khác nhau, làm cho việc cân bằng điện áp giữa các nguồn DC (áp trên tụ) trở nên khó khăn, đặc biệt là khi số bậc lớn.

2.2.2 Cấu trúc bộ nghịch lưu kẹp tụ (Flying capacitor inverter) [2]

Hình 2 2: Bô ̣ nghi ̣ch lưu áp dạng kẹp tụ Ưu điểm chính của bộ nghịch lưu này là:

+ Khi tần số tăng cao thì không dùng bộ lọc

+ Có thể điều tiết công suất tác dụng và công suất phản kháng từ đó có thể điều tiết được phân bố công suất trong lưới dùng biến tần

Nhược điểm chính của bộ nghịch lưu này là:

+ Số lƣợng tụ công suất lớn tham gia trong mạch nhiều dẫn đến giá thành tăng và độ tin cậy giảm

+ Việc điều khiển khó khăn khi số bậc nghịch lưu tăng cao

2.2.3 Cấu trúc bộ nghịch lưu áp dạng cascade

Sử dụng các nguồn DC riêng biệt là giải pháp hiệu quả cho việc tận dụng nguồn DC có sẵn như acquy hay pin Bộ nghịch lưu Cascade bao gồm nhiều bộ nghịch lưu áp cầu H một pha được kết nối nối tiếp Khi kích hoạt các linh kiện trong mỗi bộ nghịch lưu áp một pha, ba mức điện áp (-Vd/2, 0, Vd/2) được tạo ra Sự kết hợp của n bộ nghịch lưu áp trên mỗi nhánh sẽ tạo ra n mức điện áp âm (-Vd/2, -2*Vd/2, -n*Vd/2), n mức điện áp dương (Vd/2, 2*Vd/2,…n*Vd/2) và mức áp 0 Do đó, bộ nghịch lưu áp dạng cascade với n bộ nghịch lưu áp một pha trên mỗi nhánh sẽ hình thành bộ nghịch lưu (2n+1) bậc.

Hình 2 3: Bô ̣ nghi ̣ch lưu áp đa bâ ̣c da ̣ng cascade 2.2.4 Cấu trúc bộ nghịch lưu áp dạng H-NPC

Hình 2 4:Bộ nghịch lưu áp đa bậc dạng H-NPC

Bộ nghịch lưu áp dạng H-NPC bao gồm hai nhánh NPC cho mỗi pha, với một nhánh kết nối tải và nhánh còn lại nối vào điểm trung tính, được cung cấp bởi nguồn DC độc lập Biến tần đa bậc ngày càng trở nên quan trọng trong nhiều lĩnh vực ứng dụng như biến đổi điện cơ, giao thông, vận tải, quản lý chất lượng hệ thống điện, và chuyển đổi năng lượng tái tạo như năng lượng mặt trời và gió Hai kỹ thuật điều khiển biến tần đa bậc được chú ý là kỹ thuật điều chế vectơ không gian và kỹ thuật điều chế sóng mang dựa vào hàm offset Việc khai thác hàm offset trong tín hiệu điều khiển có thể tăng cường các tính năng xác lập và các đặc tính điện của thiết bị, bao gồm khả năng tối đa hóa điện áp và dòng điện, cân bằng điện áp trên tụ DC link, và giảm thiểu nhiễu do sóng hài gây ra.

Trong số các sơ đồ đã đề cập, sơ đồ cascade và NPC là hai dạng phổ biến nhất, mặc dù mỗi loại đều có ưu và nhược điểm riêng Sơ đồ dùng tụ gặp khó khăn trong việc thực hiện do mỗi nhóm tụ trong mạch được nạp với mức điện áp khác nhau khi làm việc với số bậc lớn Tuy nhiên, sơ đồ cascade đa bậc tốn kém vì sử dụng nhiều nguồn, trong khi sơ đồ NPC đa bậc gặp khó khăn trong việc cân bằng điện áp nguồn và tải Do đó, việc nghiên cứu và triển khai thực tế bộ nghịch lưu 3 pha 5 bậc H-NPC là rất cần thiết và là nội dung chính của luận văn này.

Kỹ thuật điều chế độ rộng xung (PWM) nghịch lưu 3 pha 5 bậc H-NPC

2.3.1 Phương pháp điều chế độ rộng xung Sin PWM

Phương pháp này áp dụng sóng điều chế dạng sin để so sánh với sóng mang tam giác, tạo ra giản đồ kích đóng cho linh kiện Trong bộ nghịch lưu n bậc, số sóng mang sử dụng là n-1, tất cả đều có tần số fc và biện độ đỉnh Ac Sóng điều khiển có biên độ đỉnh Am và tần số fm, với dạng sóng thay đổi quanh trục tâm của (n-1) sóng mang Khi sóng điều khiển lớn hơn sóng mang tương ứng, linh kiện sẽ được kích đóng, ngược lại, nếu sóng điều khiển nhỏ hơn, linh kiện sẽ bị khóa kích Đối với bộ nghịch lưu áp đa bậc, chỉ số biên độ ma và chỉ số tần số mf được định nghĩa cụ thể.

Khi ma ≤ 1, tức là biên độ sóng sin nhỏ hơn biên độ sóng mang, mối quan hệ giữa biên độ thành phần cơ bản áp ra và áp điều khiển sẽ là tuyến tính.

Khi giá trị ma lớn hơn 1, biên độ tín hiệu điều chế vượt quá biên độ sóng mang, dẫn đến biên độ áp hài cơ bản điện áp ra tăng không tuyến tính theo ma Tình trạng này gây ra sự xuất hiện ngày càng nhiều của sóng hài bậc cao cho đến khi đạt mức giới hạn theo phương pháp sáu bước, được gọi là quá điều chế Đối với bộ nghịch lưu một pha, biên độ áp pha hài cơ bản sẽ bị ảnh hưởng đáng kể bởi hiện tượng này.

Với Vd là tổng điện áp nguồn DC Đối với bộ nghịch lưu 3 pha, biên độ áp pha hài cơ bản:

Phương pháp SPWM đạt được chỉ số lớn nhất trong vùng tuyến tính khi biên độ sóng điều chế bằng biên độ sóng mang Khi đó:

Với : U(1)m là biên độ hài cơ bản

U(1)m-Six_step là biên độ cực đại hài bậc cao theo phương pháp 6 bước

Hình 2 5: Dạng sóng mang, sóng điều khiển và xung kích điều chế liên tục.[8]

Hình 2 6 :Dạng sóng mang, sóng điều khiển và xung kích điều chế gián đoạn [8] m 1 0,785

Hình 2 7: Đường đặc tuyến giữa chỉ số m và tỉ sốbiên độ sóng sin/sóng mang [8]

2.3.2 Phương pháp điều chế độ rộng xung cải biến (MSPWM: Modified SPWM)

Nhược điểm của phương pháp SPWM là khả năng điều khiển tuyến tính chỉ hiệu quả khi chỉ số điều chế m nằm trong khoảng 0 ≤ m ≤ 0.785 (tương ứng với ma ≤ 1) Để mở rộng phạm vi điều khiển tuyến tính, phương pháp điều chế độ rộng xung sin cải biến đã được áp dụng, trong đó mỗi sóng điều chế được cộng thêm tín hiệu thứ tự không (sóng bội ba) Phương pháp này cho phép thực hiện điều khiển tuyến tính điện áp tải với chỉ số điều chế mở rộng hơn.

0 ≤ m ≤ 0.907, biên độ sóng hài bậc một điện áp tải đạt đƣợc cực đại bằng

Vd 3 chỉ số điều chế cực đại tính bằng [8]

Hình 2 8: Dạng sóng điều khiển, sóng mang (a)và dạng xung kích (b) MSPWM [8]

2.3.3 Phương pháp điều chế vector không gian

2.3.3.1 Khái niệm vector không gian

Phương pháp điều chế vector không gian được phát triển từ các ứng dụng trong máy điện xoay chiều và sau đó được áp dụng rộng rãi trong các hệ thống điện ba pha.

Giả sử đại lƣợng 3 điện áp pha va, vb, vc cân bằng, thỏa hệ thức: va + vb + vc = 0 ( 2.8 )

Thực hiện phép biến hình từ các đại lƣợng điện áp ba pha va, vb, vc sang đại lƣợng vector v  theo hệ thức:

Phép biến hình vector không gian được thực hiện như trên, và đại lượng v  được gọi là vector không gian của đại lượng ba pha.

Hằng số k có thể chọn các giá trị khác nhau Với 𝑘 = 2

3 ta có phép biến hình không bảo toàn công suất Với 𝑘 = 2

3phép biến hình bảo toàn công suất

Ví dụ :Xác định vector không gian cho các đại lƣợng ba pha dạng cosin nhƣ sau: a m 0 b m 0 c m 0 v = v cos(x - θ ) v = v cos(x - θ - 2π )

Vector không gian theo định nghĩa sẽ là:

( 2.11 ) Nhƣ vậy, trong tọa độ vuông gócα - β, vector không gian v  có biên độ Vm bắt đầu từ vị trí 𝑉 𝑚 𝑒 −𝑗 𝜃 0 sẽ quay quanh trục tọa độ với tần số gócω

2.3.3.2 Vector không gian của bộ nghịch lưu áp đa bậc

Quá trình đóng ngắt các linh kiện tạo ra điện áp ba pha tải có thể được mô tả qua lý thuyết không gian vector, trong đó điện áp ba pha được biểu diễn dưới dạng vector trong không gian Điện áp này sẽ thay đổi nhảy cấp trên hình lục giác đa bậc, và vị trí của mỗi vector điện áp sẽ phụ thuộc vào trạng thái đóng ngắt của các linh kiện Nghiên cứu cụ thể về các bộ nghịch lưu ba và năm bậc sẽ giúp xác định giản đồ vector không gian điện áp.

 Gi ản đồ vector điệ n áp b ộ ngh ịch lưu ba bậ c:

Khả năng điều khiển kích dẫn linh kiện cho phép tạo ra 27 trạng thái khác nhau, được minh họa bởi tổ hợp (ka, kb, kc), trong đó ka, kb, kc có thể nhận giá trị 0, 1 hoặc 2.

Hệ số trạng thái Ka, Kb, Kc tương ứng với các pha a, b, c và phụ thuộc vào quy ước đã được thiết lập trước, dựa trên bảng trạng thái đóng ngắt.

Trong quá trình kích theo qui luật đối nghịch:

𝑆 𝑋𝑖 + 𝑆 𝑋𝑖 ′ = 1 ( 2.14 ) Với X = a, b, c và I là chỉ số khóa α β

Hình 2 9:Giản đồ vector điện áp bộ nghịch lưu 3 bậc

Theo định nghĩa vector không gian, tương ứng 3 3 = 27 trạng thái kích dẫn linh kiện ta thu đƣợc 19 vị trí vector không gian của vector điện áp tạo thành, gồm

Có 12 vector được đặt tại các đỉnh và trung điểm của lục giác lớn bên ngoài, cùng với 6 vector điện áp nằm tại 6 đỉnh của lục giác bên trong và một vector không tại tâm của hình lục giác Các vector tại đỉnh của lục giác bên trong có hai trạng thái kích dẫn khác nhau nhưng lại có cùng một vị trí vector không gian Ngoài ra, có ba trạng thái kích dẫn khác nhau cho cùng một vector không.

 Vecto r điệ n áp b ộ ngh ịch lưu năm bậ c

Bộ nghịch lưu áp 5 bậc có khả năng điều khiển linh kiện dẫn tạo ra 125 trạng thái khác nhau, tương ứng với công thức 5^3 Mỗi trạng thái này được thể hiện qua tổ hợp Kx, với x là các giá trị a, b, c.

Hình 2 10: Giản đồ vector điện áp bộ nghịch lưu 5 bậc

2.3.3.3 Nguyên lý điều chế vector không gian của bộ nghịch lưu áp đa bậc Ý tưởng của phương pháp điều chế vector không gian là tạo nên sự dịch chuyển liên tục của vector không gian tương ứng trên quỹ đạo đường tròn của vector điện áp bộ nghịch lưu, tương tự như trường hợp của vector không gian của đại lƣợng sin ba pha tạo đƣợc Với sự dịch chuyển đều đặn của vector không gian trên quỹ đạo tròn, các sóng hài bậc cao đƣợc loại bỏ và quan hệ giữa tín hiệu điều khiển và biên độ áp ra trở nên tuyến tính Vector tương đương ở đây chính là vector trung bình trong thời gian một chu kì lấy mẫu Ts của quá trình điều khiển bộ nghịch lưu áp Nguyên lý điều chế vector không gian đối với bộ nghịch lưu áp đa bậc được thực hiện tương tự như ở nghịch lưu hai bậc Để tạo vector trung bình tương ứng vector 𝑉 cho trước cần xem xét vector 𝑉 nằm vị trí nào của hình lục giác Để thuận tiện, thông thường diện tích hình lục giác được chia nhỏ thành các hình tam giác con Ví dụ, góc phần sáu thứ nhất của hình lục giác giới hạn bởi ba vectorV 0

V5 đƣợc chia nhỏ thành các diện tích (1), (2), (3), và (4) nhƣ hình 2.11

Hình 2 11: Phân tích phương pháp SVM

Vector 𝑉 1 đang khảo sát cần đƣợc điều khiển có vị trí nằm trên phần diện tích

Bước tiếp theo là xác định các vector không gian cần thiết, hay còn gọi là các vector cơ bản, để tạo ra vector trung bình trong diện tích (2) Trong hình (2.9), các vector V1 và các vector tương đương được thể hiện rõ ràng.

V việc thực hiện có thể được thực hiện bằng cách điều khiển và duy trì tác dụng theo trình tự vector trong các khoảng thời gian T1, T2 và T3, theo hệ thức: s1, s2, s3.

Thời gian tác dụng T1, T2 và T3 của các vector cơ bản được xác định thông qua các thành phần vuông góc Vα và Vβ trong hệ tọa độ đứng yên của vector V.

, quan hệ giữa các thành phần vector V 

, V  với thời gian duy trì trạng thái vector V  1

, V  2 và V 3 có thể biểu diễn dưới dạng ma trận (2.18)

Trong đó, V 1 , V 2 , V 3 , V 1 , V 2 , và V 3 là thành phần trên trục tọa độ vuông góc - của vector V1, V2 và V3 Do đó, thời gian tác dụng T1 , T2 và T3 có thể đƣợc tính

Nếu đặt di = Ti/Ts là thời gian tác động tương đối trong chu kỳ Ts thì (2.19) có thể viết

Tương tự ta có thể áp dụng các công thức trên cho các phần diện tích còn lại

KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ SÓNG MANG VÀ

Nguyên lý bộ nghịch lưu ba pha năm bậc H-NPC

Xét bộ nghịch lưu ba pha năm bậc H-NPC sử dụng ba bộ nguồn Vd1 , Vd2 và

Vd3 với sáu tụ lọc nguồn Vc1, Vc2, Vc3, Vc4, Vc5, Vc6 nhƣ hình 3.1

Hình 3.1: Sơ đồ nguyên lý

Cấu trúc này sử dụng ba nguồn DC độc lập để cung cấp năng lượng cho các khối Để hiểu rõ nguyên lý hoạt động của bộ nghịch lưu, chúng ta cần xem xét nguyên lý làm việc của nó.

Trạng thái đóng ngắt các khóa trong 1 pha phải thỏa mãn điều kiện kích đóng, ngắt đối nghịch nhƣ (3.1)

Trường hợp Vc1 = Vc2 = Vd1/2, áp nghịch lưu Ua0 có 5 mức Do Ua0 đạt 5 mức khác nhau, nên gọi là bộ NPC 5 bậc

Ua0 Sa11 Sa12 Sa13 Sa14 Sa21 Sa22 Sa23 Sa24

Bảng 3.1: Trạng thái đóng ngắt các khóa pha a

Hình 3.2:Sơ đồ phân tích 1 pha 5 bậc H-NPC

Khi thực hiện kích đóng ngắt các linh kiện theo nguyên tắc đúng, ta có thể tạo ra giản đồ xung kích cho các khóa Điện áp pha tải trong hệ thống 3 pha đối xứng đấu theo dạng sao (Y) có thể được thiết lập tương tự như trong trường hợp bộ nghịch lưu áp 2 bậc.

Và tổng điện áp từ các pha đến tâm nguồn DC (common – mode voltage):

Kỹ thuật điều khiển bộ nghịch lưu ba pha 5 bậc H-NPC

3.2.1 Kỹ thuật PWM dùng sóng mang

3.2.1.1 Tổng quan kỹ thuật PWM dùng sóng mang

Bộ nghịch lưu ba pha năm bậc H-NPC được trình bày trong hình 3.1, trong đó điện áp điều khiển uđkj được xác định dựa trên giá trị áp tải ba pha Utj (với j = a,b,c) theo sơ đồ trong hình 3.3 [2].

Tính V offset Tính u đkj Phát xung PWM

Hình 3.3: Lưu đồ phát xung PWM dùng nhiều sóng mang

Với bộ nghịch lưu ba pha năm bậc H-NPC thì điện áp tải ba pha cực đại trong phạm vi điều khiển tuyến tính 𝑉 𝑡𝑗𝑚𝑎𝑥 = 2∗𝑉 𝑑

√3 ( j = a,b,c) Điện áp tải trên ba pha a,b,c xác định bằng :

Với m: chỉ số điều chế, trong vùng tuyến tính m có giá trị cực đại bằng 3 2

Vd: Điện áp nguồn DC cung cấp cho các nhánh f: tần số cơ bản của áp tải

  ta tb tc ta tb tc

Giá trị V0max, V0min đƣợc tính toán từ giá trị của MAX, MIN và điện áp nguồn Vd:

V0min = - 2Vd– MIN ( 3.6 ) Điện áp V0 có thể chọn bất kỳ giá trị nào trong giới hạn V0max và V0min của nó, tức là

Từ quan hệ áp tải trung bình và áp nghịch lưu trung bình ta có hệ thức như 3.8

Uj0 = Vtj + V0 ( 3.8 ) Áp nghịch lưu trung bình thay đổi tỉ lệ với áp điều khiển:

Kết quả áp ta được áp điều khiển uđkj (với j = a,b,c) ba pha tương ứng với áp đạt đƣợc

3.2.2.2 Kỹ thuật PWM dùng nhiều sóng mang

So sánh các sóng mang C1, C2, C3 và C4 với các biên độ lần lượt là (1,0.5), (0.5,0), (0,-0.5) và (-0.5,-1) kết hợp với uđkj để tạo ra các xung kích cho các tín hiệu Sj1, Sj2, Sj3, Sj4 và S’j1, S’j2, S’j3, S’j4 Nguyên lý tạo xung PWM bằng nhiều sóng mang được thể hiện qua sơ đồ minh họa.

Hình 3.4:sơ đồ khối tạo xung PWM bằng nhiều sóng mang dkj 1 dkj 2 j1 j2 dkj 1 dkj 2 dkj 3 dkj 4 j3 j4 dkj 3 dkj 4

Kết quả mô phỏng so sánh 1 sóng Sin với hai sóng mang c1, c2, c3 và c4 nhƣ sau:

Hình 3.6: Kết quả mô phỏng so sánh 1 sóng sin với 4 sóng mang

3.2.2.3 Phương pháp PWM đề xuất

Tổn hao do sự chuyển mạch phụ thuộc vào điện áp đặt lên khóa và số lần chuyển mạch trong một chu kỳ điện áp điều khiển của các khóa công suất Giải thuật sẽ tập trung vào việc giảm sự chuyển mạch của các khóa có điện áp điều khiển tuyệt đối lớn nhất Để tính toán điện áp điều khiển, ta gọi Vx là điện áp điều khiển pha x và V1x là điện áp điều khiển tính toán từ giải thuật Biên độ các sóng mang tam giác đều bằng nhau và bằng 0.5 Đối với nghịch lưu 5 bậc cầu H-NPC, ngưỡng so sánh chuyển mạch trên cùng và dưới cùng sẽ là +1 và -1 Chỉ số điều chế m được định nghĩa theo công thức (3.11).

𝑉 𝑥 = 𝑉 1,𝑥 𝐶𝑜𝑠 ( 𝜔.t +𝑗 𝑥 ) + Voffset ( 3.12) Gọi Px và Nx là chênh lệch điện áp giữa pha x với các ngƣỡng điện áp trên cùng và dưới cùng của sóng mang

Nx = Vx – ( -1) = Vx + 1 (3.14) Đặt MinP = min (Pa, Pb, Pc ) ( 3.15)

Và MinN = min ( Na , Nb, Nc ) ( 3.16)

MinP đạt giá trị Px của pha nào thì pha đó có biên độ điện áp điều khiển gần ngưỡng +1 nhất, trong khi MinN đạt giá trị Nx của pha nào thì pha đó có biên độ điều khiển gần ngưỡng -1 nhất Do đó, điện áp offset (Voffset) được xác định theo công thức (3.17).

Thì hàm offset sẽ đóng vai trò là thành phần bậc 3, giúp điều chỉnh điện áp điều khiển Sau khi cộng offset, điện áp này sẽ dịch chuyển về vị trí mới với độ dịch chuyển tối thiểu, trong khi pha có biên độ gần nhất với cộng hoặc trừ 1 sẽ dời về ngưỡng +1 hoặc -1.

Hình 3.7:Mô tả nguyên lý giải thuật đề xuất

Với các phân tích từ 3.2.2.3.1 có thể xây dựng lưu đồ giải thuật như hình 3.9

Hình 3 8:Lưu đồ giải thuật đề xuất

 Hoạt động của lưu đồ :

 Nhập điện áp điều khiển V a , Vb, Vc

 Tính Px và Nx : Điện áp chênh lệch giữa pha x ( x = a,b,c) với các ngưỡng điện áp trên cùng và điện áp dưới cùng của sóng mang

 Xác định giá trị nhỏ nhất của ngưỡng trên và ngưỡng dưới

 Nếu Minp≤ MinN→ Voffset = minP→ Vrx = Vx + Voffset

 Nếu MinP> MinN→ Voffset = - minN→ Vrx = Vx + Voffset.

Giải thuật đề xuất sử dụng các lệnh đơn giản như cộng, trừ và so sánh, giúp tối ưu hóa thời gian tính toán khi triển khai Điều này làm cho giải thuật rất phù hợp cho việc điều khiển vòng kín và các ứng dụng kỹ thuật khác nhau.

Mô phỏng giải thuật đề xuất trên bộ nghịch lưu ba pha năm bậc H-NPC

- Điện áp DC trên các nhánh Vd = 150V.Tần số 50Hz, lệch pha 120 o điện

- Tần số sóng mang: 3Khz

- Tải 3 pha RL cụ thể RΩ ; L=0.05H

Hình 3 9: Sơ đồ khối mô phỏng trong Matlab

Sơ đồ khối mô phỏng trên Matlab/Simulink được trình bày trong hình 3.9, bao gồm khối tạo sóng Sin, khối sóng mang với tần số 3kHz, ba khối tạo xung kích a, b, c, khối nghịch lưu H-NPC và khối tải 3 pha.

Sơ đồ mô phỏng tổng quát trong Simulink nhƣ sau :

Hình 3.10: Mô hình mô phỏng vòng hở bộ nghịch lưu 3 pha 5 bậc H-NPC

3.2.3 Chức năng các khối trong mô hình

Phátsóng điều khiển sin 3 pha biên độ ( -1,1) , lệch pha nhau 120 0

Hình 3.11:Khối tạo áp điều khiển

 Dạng sóng tạo áp điều khiển

Hình 3.12:Áp điều khiển 3 pha với dạng sóng sin cải biến

Hình 3.12áp điều khiển Udk1 ( Udka), Udk2 ( Udkb), Udk3 ( Udkc), đƣợc tạo bởi đoạn code chương trình phụ lục 1

Sử dụng sóng mang có tần số 3kHz, biên độ [-1,1] có dạng nhƣ sau:

Hình 3.13:Khối tạo sóng tam giác với tần 3kHz

Hình 3.14:Dạng sóng mang tam giác với tần số 3kHZ : C1, C2, C3, C4

Hình 3.14 minh họa dạng sóng mang tam giác với tần số fc = 3kHz, được tạo ra bởi chương trình tạo sóng mang trong phụ lục 2 Bốn sóng mang tam giác C1, C2, C3, C4 đều có biên độ là 0.5.

So sánh Udk với bốn sóng mang Uc1, Uc2, Uc3 và Uc4 được thực hiện theo thuật toán điều chế PWM, nhằm tạo ra các xung kích cho các pha tương ứng, như thể hiện trong hình 3.15.

Hình 3.15:Sơ đồ khối tạo xung kích

 Dạng sóng tạo xung kích

Hình 3.16:Udk kết hợp với 4 sóng mang Uc1, Uc2, Uc3, Uc4

Trong hình 3.16 dạng sóng tạo xung kích IGBT tại pha a đƣợc tạo bởi kết hợp với 2 đoạn code chương trình tạo xung kích phụ lục 1 và 2

 Dạng sóng xung kích pha a

Hình 3.17 là xung kích pha a được tạo bởi đoạn code chương trình ở phụ lục

3 Udka từ khối tạo sóng sin cải biến sẽ đƣợc so sánh với 4 sóng mang là Uc1, Uc2, Uc3, Uc4 với biên độ mỗi sóng mang khác nhau để tạo ra 4 xung kích Sa11, Sa12, Sa13, Sa14 và Sa21, Sa22, Sa23, Sa24 là 4 xung đảo để kích cho 8 IGBT của pha a

Hình 3.17:Dạng sóng tạo xung kích pha a 3.3 Kết quả mô phỏng với chỉ số điều chế m = 1

 Điện áp pha 3 pha tâm nguồn

Hình 3.18: Dạng sóng điện áp pha tâm nguồn

Hình 3.18 là điện áp tâm nguồn 3 pha với năm mức điện áp -150v; -75v; 0v; 75v; 150v nên gọi là năm bậc, với góc lệch pha 120 0 mỗi pha

Hình 3.19: Dạng sóng điện áp dây 3 pha : Uab, Ubc, Uca

Hình 3.19 là điện áp dây 3 pha Uab, Ubc, Uca, biên độ điện áp đỉnh – đỉnh là ( -300v , 300v) với góc lệch pha nhau mỗi pha là 120 0 điện

Hình 3 20: Dạng sóng điện áp tải pha a

Hình 3.20 dạng sóng điện áp tải pha a tương đối sin, với biên độ điện áp đỉnh – đỉnh cung cấp cho tải là ( - 175v, 175v )

Hình 3 21: Dạng sóng điện áp tải 3 pha

Hình 3.21 minh họa dạng sóng điện áp cung cấp cho tải 3 pha, trong đó pha a được biểu thị bằng màu nâu, pha b bằng màu xanh, và pha c bằng màu đỏ Các pha này có góc lệch pha nhau là 120 độ điện.

Hình 3.22: Dạng sóng dòng điện tải pha a

Hình 3.22 dạng sóng dòng điện tải pha a với tải R-L : R = 82Ω, L = 0,05H, với dòng điện tải đỉnh là 1,79 A

Hình 3.23 minh họa dạng sóng dòng điện tải 3 pha, trong đó pha a được biểu diễn bằng màu vàng, pha b bằng màu tím, và pha c bằng màu xanh lá Các pha này có góc lệch pha nhau là 120 độ điện.

 Phân tích FFT điện áp và dòng điện tải pha a

Hình 3.24:kết quả phân tích FFT áp tải và dòng tải pha a

Trong hình 3.24 (a) phân tích FFT áp tải pha a với THD = 3.75% , điện áp hiệu dụng là 105,8v tại tần số 50Hz (b)phân tích FFT dòng điện tải pha a với THD

= 0.23%, dòng điện hiệu dụng là 2.267A, tại tần số 50Hz

3.3.3 Bảng phân tích FFT áp tải với các chỉ số điều chế

3.3.3.1 Phân tích FFT áp tải

 Đặc tuyến điều khiển THD theo chỉ số điều chế m

Chi so dieu che mTHDu - MPPower (THDu - MP)

Trong bảng 3.2 phân tích FFT áp tải pha a với các chỉ số điều chế từ 0.1 đến

1 Ta thấy chỉ số điều chế m = 1, có THD = 3.74% là nhỏ nhất so với các chỉ số khác và đạt tiêu chuẩn Việt Nam

3.3.3.2 So sánh phương pháp đề xuất với các phương pháp đã công bố ở Việt

Dựa trên kết quả mô phỏng của đề tài, chúng tôi đã tiến hành so sánh với các kết quả nghiên cứu đã được công bố trong tài liệu [2], tài liệu [6], tài liệu [11], cũng như kết quả từ phương pháp SFO-PWM với Voffset medium được trình bày trong phụ lục 8.

 Bảng so sánh THD theo chỉ số m của các phương pháp m Kết quả đề tài

Bảng 3 3 :phân tích FFT áp tải của các phương pháp khác

 Đặc tuyến THD theo chỉ số m của 3 phương pháp

Hình 3.25:Đặc tuyến THD u theo chỉ số điều chế m của 3 phương pháp : đề xuất, Vo – Medium và [2]

Dựa vào bảng 3.3 và hình 3.27, có thể nhận thấy rằng độ méo điện áp tải THDUta nhỏ hơn so với phương pháp Voffset medium và các tài liệu [2].

Tài liệu [6] và [11] chỉ có 3 bậc, do đó THD áp tải cao hơn nhiều so với đề tài Trong khi đó, tài liệu [2] có năm bậc lai, nhưng vẫn cao hơn so với đề tài.

THD u (%) ( ĐX) THDu (%) Vo - Medium THD u (%) [2]

Tác giả đã chọn phương pháp đề xuất để thực nghiệm trên mô hình thực tế liên quan đến chỉ số méo hài (THDu) của công suất Các chỉ số THDu (%) cho công suất được đo lường và phân tích, nhằm đảm bảo độ chính xác và hiệu quả trong ứng dụng thực tế.

Với phương pháp đề xuất ở trên khi mô phỏng đạt được kết quả như sau :

- Số lần chuyển mạch giảm 1/3 so với các phương pháp đã công bố ở Việt Nam

- Qua phân tích FFT điện áp tải cho thấy THD = 3.74 % đạt yêu cầu theo tiêu chuẩn Việt Nam

- Điện áp nghịch lưu có 5 bậc tương ứng mức điện áp - 150v; - 75v; 0v;

Trong quá trình thực hiện thí nghiệm trên mô hình thực tế, tác giả đã áp dụng phương pháp đã đề xuất và sử dụng các chỉ số điều chế được mô phỏng Kết quả thu được được so sánh với các kết quả thực nghiệm trên cùng một loại tải và mức điện áp tương đương.

XÂY DỰNG MÔ HÌNH THỰC NGHIỆM

Sơ đồ tổng thể mô hình thực nghiệm

Xây dựng mô hình thực nghiệm cho bộ nguồn ba pha 5 bậc H-NPC nhƣ sơ đồ tổng thể sau:

Hình 4.1: Sơ đồ tổng thể mô hình thực nghiệm

Mô tả chi tiết mô hình thực nghiệm

Nguồn AC 1 pha ngõ vào là nguồn xoay chiều 1 phase được kết nối với máy biến áp, với đầu vào 220Vac và đầu ra 150Vac ở tần số 50Hz, nhằm mục đích ổn định điện áp trước khi đưa vào cầu chỉnh lưu.

- Ba biến áp 220/150v, dùng cấp nguồn cho sử dụng ba nguồn DC cho hệ thống

- 3 bộ cầu diode KBPC3510 1 pha công suất

- 3 cầu chì đƣợc mắc nối tiếp với các bus cấp nguồn nhằm bảo vệ mạch công suất khi xảy ra ngắn mạch hay gai áp

Bộ nghịch lưu 3 pha bao gồm 24 IGBT được sắp xếp theo cấu trúc ba pha, với mỗi pha có 8 IGBT Thiết bị này có khả năng chuyển đổi điện áp DC thành điện áp AC với các tần số và điện áp theo yêu cầu Các IGBT được trang bị hệ thống tản nhiệt bằng nhôm, giúp giảm nhiệt độ một cách nhanh chóng.

Hình 4 2: Sơ đồ nối dây và ảnh thực tế board mạch IGBT

- IGBTFGA25N120 là linh kiện đóng ngắt đã đƣợc tính hợp sẵn 1 IGBT và

1 diode công suất đƣợc mắc nhƣ hình 4.5

Hình 4 3: Hình dạng và sơ đồ chân của IGBT FGA25N120

Linh kiện đóng ngắt hoạt động như một khóa hai chiều, cho phép dòng điện chạy từ chân 1 đến chân 2 hoặc ngược lại khi IGBT được kích hoạt Đây là linh kiện công suất lớn, có khả năng chịu đựng dòng 50A và điện áp 1200V ở nhiệt độ 25 oC.

Xung kích được áp dụng vào chân Gate với mức không vượt quá ±20V Theo thông số từ nhà sản xuất, FGA25N120 có tầm hoạt động tối đa là tmax0°C, với điện áp VCE đạt 600V và dòng Ic tối đa là 25A.

Họ F28335 là bộ phận của bộ điều khiển tín hiệu số TMS320C2000, cho phép phát triển phần mềm điều khiển hệ thống bằng ngôn ngữ C/C++ Thiết bị này hiệu quả trong các chức năng toán học DSP và thực hiện nhiệm vụ điều khiển hệ thống như vi điều khiển Với khả năng xử lý 32x32 bit MAC 64-bit, nó xử lý các vấn đề số học độ chính xác cao hiệu quả Thiết bị có phản ứng ngắt nhanh chóng, tự động lưu hiện tượng vào thanh ghi, phục vụ các sự kiện không đồng bộ với độ trễ tối thiểu Ngoài ra, nó còn tích hợp 8 cấp bảo vệ xử lý liên hợp với bộ nhớ truy cập, cho phép hoạt động ở tốc độ cao mà không cần bộ nhớ tốc độ cao đắt tiền.

Hình 4 4: Kit vi xử lý DSP TMS320F28335

Mạch đệm có chức năng nâng điện áp đầu ra từ DSP từ 3.3V lên 5V và thực hiện việc đảo mức tín hiệu từ 1 thành 0 và ngược lại, nhằm truyền tín hiệu đến các ngõ vào của mạch kích.

Hình 4 5: Sơ đồ nguyên lý mạch đệm

Hình 4 6: Sơ đồ mạch đệm thực nghiệm

- Mạch IGBT DRIVER: Có chức năng chuyển đổi tín hiệu điều khiển từ mức 3.3V của DSP sang 15V để kích cho các IGBT

Sơ đồ nguyên lý hoạt động của IGBT Driver cho thấy khi thay đổi trạng thái xung điều khiển ở các opto, các ngõ ra opto sẽ chuyển từ trạng thái đóng sang ngắt và ngược lại Tuy nhiên, với xung PWM có tốc độ đóng ngắt nhanh, thời gian đóng ngắt tf và trr chưa đáp ứng kịp, dẫn đến hiện tượng trùng dẫn trong quá trình đóng ngắt các khóa IGBT Để khắc phục tình trạng này, cần thiết phải tạo một mạch deadtime cho mạch điều khiển, cho phép opto ngắt hoàn toàn trước khi opto khác dẫn Việc chọn deadtime quá lớn có thể gây ra hiện tượng mấy xung hoặc sai lệch độ rộng xung kích cho IGBT Thực tế cho thấy, việc chọn deadtime khoảng 2 - 4 μs là hợp lý để tránh hai hiện tượng trên.

Hình 4 8: Sơ đồ nguyên lý mạch driver

Hình 4 9: Sơ đồ mạch driver thực nghiệm

- Mạch nguồn: nhiệm vụ tạo ra điện áp DC để duy trì hoạt động cho mạch kích và mạch đệm

Hình 4 10: Sơ đồ nguyên lý mạch nguồn

Hình 4 11: Sơ đồ mạch nguồn thực nghiệm.

Tổng thể mô hình thực nghiệm

4.3.1 Mô hình thực nghiệm sử dụng tải đèn

Hình 4 12: Mô hình thực nghiệm 4.3.2 Mô hình thực nghiệm sử dụng tải R-L, với R Ω, L=0.05H

Hình 4 13:Mô hình thực nghiệm sử dụng tải R-L

Hình 4.12, hình 4.13 toàn bộ mô hình thực nghiệm thực hiện cho điều khiển bộ nghịch lưu áp 3 pha 5 bậcHNPC, mô hình gồm 3 phần chính:

- Phần cấp nguồn: bao gồm cấp nguồn DC cho mạch công suất, các CB đóng ngắt hệ thống, cầu chì bảo vệ

- Phần mạch lái và điều khiển: Mạch lái kết nối để đóng ngắt IGBT ở mạch công suất

- Phần Board mạch DSP TMS320F28335 đƣa xung kích từ vi xử lý qua các đường bus kết nối với mạch công suất.

Mô tả mô hình thực nghiệm bằng kỹ thuật lập trình nhúng

4.4.1 Sơ đồ tín hiệu hệ thống lập trình nhúng Để dễ dàng tìm hiểu một hệ thống lập trình nhúng chúng ta phải xây dựng sơ đồ các đường tín hiệu của nó

Hình 4 14:Sơ đồ tín hiệu của hệ thống thực nghiệm với kỹ thuật lập trình nhúng

Mô tả chức năng các khối trong sơ đồ tín hiệu:

- Khối DC power supply 5V-3.8A: Cấp nguồn cho DSP hoạt động

- Khối Matlab/Simulink và CCS V3.3: Khối lập trình nhúng, biên dịch và nạp chương trình cho DSP

- Khối DSP F28335: Khối xử lý chính tạo ra xung PWM từ giải thuật đƣợc viết

- Khối Bus Transceiver: Khối cách ly để bảo vệ cho vi xử lý và nâng tín hiệu từ 3.3V lên 5V để thuận tiện cho quá trình điều khiển

- Khối IGBT Driver: Tạo xung PWM có biên độ 15V từ xung có biên độ

(0,5) của khối Khối Bus Transceiver kích đóng mở khóa cho các IGBT

Sơ đồ tín hiệu minh họa quá trình tạo xung PWM, trong đó chương trình điều khiển được xây dựng bằng các khối chức năng trên giao diện Matlab/Simulink và được nhúng vào DSP thông qua phần mềm biên dịch Code Composer Studio 3.3 (CCS V3.3).

4.4.2 Mô hình lập trình nhúng trên Matlab/Simulink

Từ sơ đồ khối tín hiệu, có thể xây dựng mồ hình lập trình nhúng trên Matlab/simulink nhƣ sau:

Hình 4 15: Mô hình thực nghiệm với kỹ thuật nhúng từ Matlab/Simulink

Kết quả thực nghiệm và mô phỏng

Hình 4 16 : Dạng sóng xung kích (từ trên xuống dưới, từ trái qua phải ) tương ứng với các IGBT Sa11, Sa12, Sa13, Sa14của pha a

Hình 4 17 : Dạng sóng xung kích mô phỏng và thực nghiệm

Hình 4.17 là dạng sóng xung kích IGBT pha b , (a) là kết quả thực nghiệm, (b) là kết quả mô phỏng

Hình 4 18 : Dạng sóng xung kích pha c mô phỏng và thực nghiệm

Hình 4.18 là dạng sóng xung kích pha c , với (a) là kết quả mô phỏng, (b) là kết quả mô phỏng

4.5.2 Điện áp pha tâm nguồn

 Dạng sóng điện áp pha a tâm nguồn

Hình 4 19Dạng sóng điện áp pha a tâm nguồn

Hình 4.19 (a) trình bày kết quả thực nghiệm và (b) là kết quả mô phỏng dạng sóng pha a tâm nguồn với 5 mức điện áp: +150V, +75V, 0V, -75V, và -150V Kết quả thực nghiệm và mô phỏng cho thấy sự tương đồng tương đối tuyến tính.

 Dạng sóng điện áp pha b tâm nguồn

Hình 4 20Dạng sóng điện áp pha b tâm nguồn

Hình 4.20 (a) trình bày kết quả thực nghiệm và (b) là kết quả mô phỏng dạng sóng điện áp pha b tâm nguồn, tương tự như pha a, với 5 mức điện áp Kết quả thực nghiệm và mô phỏng cho thấy sự tương đồng tuyến tính rõ rệt.

 Dạng sóng điện áp pha c tâm nguồn

Hình 4 21 Dạng sóng điện áp pha c tâm nguồn

Hình 4.21 (a) và (b) tương tự như hai pha a và b, cũng có 5 mức điện áp, thực nghiệm và mô phỏng tuyế tính nhau Tuy nhiên nhƣng ba pha lệch pha nhau

 Dạng sóng điện áp 3 pha tâm nguồn

Hình 4 22 : Kết quả mô phỏng và thực nghiệm

Hình 4.22 (a) là kết quả thực nghiệm và (b) là kết quả mô phỏng điện áp 3 pha tâm nguồn

4.5.3 Điện áp pha tâm tải

4.5.3.1 Điện áp tải với chỉ số điều chế m =1, tải R-L , R = 82Ω và L = 50mH

 Dạng sóng điện áp tải pha a

Hình 4 23:Kết quả mô phỏng và thực nghiệm điện áp pha a tâm tải

Hình 4.23 Là điện áp pha a tâm tải : (a) kết quả thực nghiệm, (b) kết quả mô phỏng , hai kết quả tương đối tuyến tính với nhau

 Dạng sóng điện áp tải pha b

Hình 4 24:Kết quả mô phỏng và thực nghiệm điện áp pha b tâm tải

Hình 4.24 là dạng sóng điện áp pha b tâm tải, (a) là kết quả thực nghiệm và

(b) là kết quả mô phỏng, hai kết quả tương đối tuyến tính với nhau

 Dạng sóng điện áp tải pha c

Hình 4 25: là dạng sóng điện áp pha c tâm tải

Hình 4.25 là kết quả điện áp pha c tâm tải, (a) là kết quả thực nghiệm và (b) là kết quả mô phỏng

 Dạng sóng điện áp tải 3 pha

Hình 4 26: kết quả dạng sóng điện áp pha tâm tải, mô phỏng và thực nghiệm

Hình 4.26 (a) kết quả thực nghiệm và (b) kết quả mô phỏng điện áp 3 pha tâm nguồn

 Kết quả thực nghiệm đo trên máy HIOKI

Hình 4 27: kết quả thực nghiệm

Hình 4.27 là kết quả dạng sóng điện áp 3 pha tâm tải và dòng điện tải 3 pha với các thông số : U1 = 176.5v; U2 = 175.4v; U3= 166.2v và dòng điện tải : I1 1.1 A; I2 = 1.09 A; I3 = 1.07 A

Hình 4 28: kết quả thực nghiệm

Hình 4.28 là kết quả thực nghiệm thể hiện góc lệch pha của 3 pha, mỗi pha lệch pha nhau 120 0 điện

4.5.3.2Phân tích FFT điệ n áp pha tâm t ả i

Hình 4 29: Kết quả mô phỏng và thực nghiệm

Hình 4.29 trình bày kết quả mô phỏng và thực nghiệm, trong đó (a) là kết quả thực nghiệm, còn (b) và (c) là kết quả mô phỏng Kết quả cho thấy điện áp tải THD giữa mô phỏng và thực nghiệm tương đối gần nhau, trong khi đó dòng điện lại có sự chênh lệch đáng kể Tuy nhiên, với THD = 3.6% ở áp pha tâm tải, kết quả này đạt tiêu chuẩn Việt Nam vì nhỏ hơn 5%.

4.5.3.3 Đặc tuyến điều khiển áp tải và dòng điện tải theo chỉ số điều chế m

Chỉ số m Điện áp tải ( V ) Dòng điện tải ( A ) THD (%)

 Đặc tuyến điều khiển điện áp tải theo chỉ số điều chế m

Hình 4 30 Đặc tuyến điều khiển áp tải hiệu dụng pha a theo chỉ số m

 Đặc tuyến điều khiển dòng điện tải theo chỉ số điều chế m

Hình 4 31 :Đặc tuyến điều khiển dòng tải hiệu dụng pha a theo chỉ số m

 Đặc tuyến THD theo chỉ số điều chế m

Dien ap tai pha a hieu dung ( V ) chi so dieu che m Đặc tuyến điều khiển điện áp theo m

Dong dien tai pha a hieu dung ( A )

Chi so dieu che m Đặc tuyến điều khiển dòng điện theo m

Hình 4 32 Đặc tuyến THD theo chỉ số m

Các đặc tuyến điều khiển điện áp, dòng điện và THD ở hình 4.29, hình 4.30 và hình 4.32 tương đối tuyến tính với chỉ số m

4.5.3.3So sánh THD giữa mô phỏng và thực nghiệm

Bảng 4 2:Đặc tuyến THDu theo chỉ số điều chế của kết quả mô phỏng và thực nghiệm

THD ap tai pha a ( % ) chi so dieu che m

THD - TNTHD - MPPower (THD - TN)

Bảng 4.2 trình bày kết quả phân tích FFT của THDu pha a tâm tải Trong đó, (a) thể hiện kết quả phân tích FFT của THDu qua mô phỏng và thực nghiệm, còn (b) là đặc tuyến giữa chỉ số điều chế và THD Đường màu nâu đại diện cho kết quả mô phỏng, trong khi đường màu xanh là kết quả thực nghiệm, với trục tung thể hiện THD và trục hoành là chỉ số điều chế m Hai kết quả từ mô phỏng và thực nghiệm cho thấy sự tương đồng tương đối tuyến tính.

4.5.3.4 So sánh THDu giải thuật đề xuất với các kết quả đã công bố ở Việt Nam

Bảng 4 3:Kết quả thực nghiệm của các phương pháp đề xuất, phương pháp Voffset medium và [2]

Bảng 4.3 trình bày kết quả thực nghiệm của các phương pháp: phương pháp đề xuất, phương pháp voffset medium [phụ lục 8] và phương pháp [2] Kết quả cho thấy mối quan hệ giữa chỉ số điều chế từ 0.1 đến 1 tương ứng với các thông số của THD u pha a tâm tải.

Hình 4 33:Kết quả phân tích FFT của 3 phương pháp bằng thực nghiệm

Kết quả phân tích FFT điện áp pha a tại tâm tải của ba phương pháp cho thấy phương pháp đề xuất có tổng hài hiện tại THDu nhỏ nhất, dưới 5%, đáp ứng tiêu chuẩn Việt Nam.

Khảo sát thông số các phương pháp đã công bố ở Việt Nam và phương pháp

Voffset medium [ phụ lục 8] so với phương pháp tác giả đề xuất, thì phương pháp có ƣu điểm nhƣ sau :

 THD = 3.6 % nhỏ hơn 5 % và đạt tiêu chuẩn ngành điện ở Việt Nam

 Số lần chuyển mạch giảm 1/3 lần so với các phương pháp khác, giảm tổn hao công suất trên IGBT và IGBT đƣợc tăng tuổi thọ hơn

 Mô hình thực tế hoạt động ổn định ở chỉ số điều chế m = 1

THD ap pha a ( % ) chi so dieu che m

THD u (%) ( ĐX)THDu (%) Vo - MediumTHD u (%) [2]