Điểm nổi bật của sản phẩm
Thiết bị điều khiển PFC với CrCM + DCM
Thiết bị điều khiển HB cộng hưởng với điều khiển tần suất chuyển mạch cố định hay biến thiên
Tần suất chuyển mạch HB cực đại 500 KHz và tần suất khởi động mềm lên đến 1,3 MHz
BM của thiết bị điều khiển HB với giới hạn công suất đẩm bảo điện năng chờ thấp < 300 mW ở điều kiện dim-to-off (mờ tắt dần)
Tối ưu hóa THD đảm bảo méo hài hòa thấp (THD < 10%) giảm còn 30% phụ tải danh nghĩa.
Đặc điểm thiết kế
Hỗ trợ điện áp đầu vào AC danh nghĩa thông dụng (90–305 Vrms)
Hiệu suất hệ thống xuất sắc lên đến 94%
Dải công suất áp dụng lên đến 350 W
Ứng dụng mục tiêu
Trình LED driver AC-DC ngoại tuyến chiếu sáng thương mại và công nghiệp với công suất lên đến 350
Cấp nguồn AC-DC mật độ cao
Hình sau cho thấy việc ứng dụng trình LED driver điển hình sử dụng ICL5102 với tô-pô PFC + LCC:
Figure 1 Ứng dụng điển hình sử dụng ICL5102 với Tô-pô PFC + LCC
Cấu hình và mô tả pin
Phân bố pin và mô tả pin cơ bản trên ICL5102 như Figure 2 và Table 1 bên dưới
Table 1 Định nghĩa và Chức năng Pin
Tên Pin Loại Chức năng
LSGD 1 O Driver cổng hạ áp HB Đầu ra trực tiếp điều khiển MOSFET hạ áp HB thông qua điện trở
LSCS 2 I Cảm biến dòng HB Đấu nối trực tiếp tới điện trở song song bên ngoài và nguồn MOSFET hạ áp HB
PFCGD 5 O Driver cổng PFC Đầu ra trực tiếp điều khiển MOSFET PFC thông qua điện trở
PFCCS 6 I Cảm biến dòng PFC Đấu nối trực tiếp tới điện trở song song bên ngoài và nguồn MOSFET PFC
PFCZCD 7 I là thiết bị dùng để phát hiện thời điểm qua 0 của dòng cuộn cảm ứng PFC Nó kết nối với cuộn thứ cấp của cuộn phụ PFC thông qua một điện trở, giúp xác định chính xác thời điểm này.
PFCVS 8 I Cảm biến điện áp bus PFC Đấu nối tới bộ phân điện trở kháng cao từ đầu ra bộ điều khiển PFC để cảm biến điện áp bus
RF 9 I Thiết lập tần suất chuyển mạch nhỏ nhất HB Đấu nối tới GND thông qua điện trở ngoài để thiết lập tần suất chuyển mạch nhỏ nhất HB
Tên Pin Loại Chức năng
Để thiết lập chế độ Burst Mode (BM), cần đấu nối bộ ghép quang với pin RF và sử dụng điện trở ngoài.
OTP 11 I Bảo vệ quá nhiệt (OTP) Đấu nối tới điện trở nhiệt NTC để bảo vệ quá nhiệt bên ngoài
BO 12 I là một thiết bị có khả năng phát hiện trạng thái đầy hoặc yếu nguồn Nó thực hiện việc đấu nối tới điện áp đầu vào chỉnh lưu thông qua một điện trở ngoài, nhằm xác định mức độ nguồn điện đầu vào.
OVP 13 I Bảo vệ quá điện áp đầu ra (OVP) được thực hiện bằng cách kết nối tới cuộn phụ HB thông qua bộ phân điện trở và đi-ốt, nhằm đảm bảo an toàn cho điện áp đầu ra thứ cấp.
Mát driver cao áp nổi HB
HSVCC 15 I Cấp nguồn VCC cao áp
Cấp nguồn driver nổi cao áp HB, được cấp thông qua mạch bootstrap (khởi động)
HSGD 16 O Driver cổng nổi cao áp Đầu ra trực tiếp điều khiển MOSFET cao áp nổi HB thông qua điện trở
Sơ đồ mạch đấu nối pin ICL5102 như sau trong Figure 3:
Figure 3 Đấu nối Pin ICL5102
2 Tiêu chuẩn kỹ thuật thiết kế
Mẫu thiết kế trong Hướng dẫn này là thiết kế tham khảo CC 130 W, được sử dụng để điều khiển trực tiếp các ứng dụng chiếu sáng LED dựa trên tô-pô LLC Người dùng có thể dễ dàng áp dụng các tiêu chuẩn kỹ thuật riêng theo mẫu này để đạt được các thông số thiết kế mong muốn.
Tiêu chuẩn kỹ thuật hệ thống của Thiết kế Tham khảo PFC+LLC 130 W cho các Ứng dụng Chiếu sáng LED
130 W cho các Ứng dụng Chiếu sáng LED
Tiêu chẩn kỹ thuật hệ thống của thiết kế tham khảo ICL5102 130 W CC cho ứng dụng chiếu sáng LED như trong Table 2:
Table 2 Tiêu chuẩn kỹ thuật Thiết kế Hệ thống để Thiết kế Tham chiếu PFC+LLC 130 W
Thông số Biểu tượng Giá trị mục tiêu Đơn vị
Tiêu chuẩn kỹ thuật Đầu vào/đầu ra chung Điện áp AC đầu vào danh nghĩa VIN_nom 90–305 VRMS
Tần suất dòng fD ò ng AC 47–63 Hz Điện áp Đầu ra Danh nghĩa VOUT 38–76 VDC
Dòng ra Danh nghĩa IOUT_nom 1,75 A
Dòng ra Nhỏ nhất IOUT_min 75 mA
Công suất Đầu ra Danh nghĩa PO_nom 130 W
Hệ số Công suất PF > 0,9
Hiệu suất Công suất ɳ < 92 % Điện năng chờ lớn nhất @ Không tải PO_STB_max 300 mW
Thời gian tối đa để sáng @ 90 VAC tT2L 350 ms
Ngưỡng yếu nguồn VIN_BO 71 VRMS
Ngưỡng đầy nguồn VIN_BI 90 VRMS
Ngưỡng quá điện áp đầu ra lớn nhất VOUT_OVP 90 VDC
Ngưỡng bảo vệ quá nhiệt TOTP 85 °C
Sơ đồ mạch
Sơ đồ mạch thiết kế tham chiếu 130 W sử dụng ICL5102 cho ứng dụng chiếu sáng LED như trong Figure 4:
Figure 4 Sơ đồ Thiết kế Tham chiếu 130 W sử dụng ICL5102
B ả o v ệ Qu á Nhi ệ t S ơ đồ m ạ c h Kh ở i độ n g v à Ngu ồ n c hi p
Thiết kế bộ chuyển đổi tăng áp PFC điều chỉnh hệ số công suất (PFC) giúp tối ưu hóa việc kéo điện từ đường dây nguồn bằng cách đồng bộ hóa dòng đầu vào với điện áp đường dây Trong một mạch PFC lý tưởng, dòng đầu vào sẽ theo điện áp đầu vào như một điện trở thuần, không có sóng hài Thiết kế tham chiếu 130 W ICL5102 sử dụng bộ chuyển đổi tăng áp hoạt động ở chế độ dẫn điện tới hạn (CrCM) và chế độ dẫn điện gián đoạn (DCM), với điều khiển thời gian không đổi để cung cấp điện áp DC cao ổn định cho điều khiển HB.
Tiêu chuẩn kỹ thuật thiết kế của bộ chuyển đổi tăng áp PFC như trong Table 3:
Table 3 Tiêu chuẩn Kỹ thuật Thiết kế Bộ chuyển đổi Tăng áp PFC
Điện áp đầu vào AC có các thông số quan trọng như sau: điện áp tối thiểu VIN_min là 90 VRMS, điện áp đỉnh tối thiểu VIN_pk_min là 127 VRMS, điện áp tối đa VIN_max là 305 VRMS, và điện áp đỉnh tối đa VIN_pk_max là 431 VRMS.
Tần suất dòng AC fD ò ng AC 47–63 Hz
Công suất Đầu ra PFC Tối đa PPFC_out_max 145 W Điện áp Bus PFC Tối thiểu Vbus_min 400 V Điện áp Bus PFC Danh nghĩa Vbus 450 V
Bảo vệ Quá áp PFC Cấp 1 Vbus_OVP1
Ngưỡng yếu nguồn VIN_BO 71 VRMS
Ngưỡng đầy nguồn VIN_BI 90 VRMS
Tấn suất chuyển mạch PFC Tối thiểu fPFC_min 35 KHz
Hiệu suất PFC Ước tính ηPFC ≤ 96 %
Cuộn cảm tăng áp PFC chính
Cuộn cảm tăng áp, một thành phần quan trọng trong bộ chuyển đổi tăng áp PFC, có chức năng chính là lưu trữ năng lượng Điện cảm của cuộn cảm tăng áp được tính toán theo một công thức cụ thể.
LPFC Điện cảm của cuộn cảm tăng áp PFC
VIN_pk Giá trị đỉnh của nguồn AC đầu vào
Vbus Điện áp bus là đầu ra PFC
ηPFC Hiệu suất công suất ước tính của bộ chuyển đổi tăng áp PFC
PPFC_out Công suất đầu ra của bộ chuyển đổi tăng áp PFC
Tần suất chuyển mạch của cuộn cảm tăng áp PFC (fPFC) cần được xác định dựa trên điện cảm khả dĩ tối đa ở cả mức điện áp đầu vào thấp nhất và cao nhất, đảm bảo hoạt động ổn định trong điều kiện đầy tải và tần suất chuyển mạch tối thiểu.
4 ∗ 450 ∗ 145 ∗ 35 ∗ 10 3 ≈ 366.1à𝐻 Điện cảm thích hợp phải thấp hơn giá trị nhỏ hơn của cả hai
𝐿 𝑃𝐹𝐶 < 𝑚𝑖𝑛(𝐿 𝑃𝐹C_71 , 𝐿 𝑃𝐹𝐶_305 ) Một số cân nhắc khác về điện cảm kháng PFC:
Điện cảm PFC chọn lọc phải đủ nhỏ cho công suất đầu ra lớn nhất tại đầu vào nhỏ nhất (ví dụ: cho đặc tính đầy nguồn/yếu nguồn)
Điện cảm PFC lớn hơn mang lại lợi ích khi phụ tải thấp, nhờ vào thời gian bật lâu hơn, giúp đảm bảo công suất đầu ra tối thiểu ở chế độ DCM khi phụ tải LED rất nhỏ, như 1% mờ dần Điều này cũng giúp tránh hiện tượng gợn sóng điện áp bus không mong muốn, do thời gian bật tối thiểu của trình điều khiển IC.
Để đạt được công suất đầu ra tối đa, cần đảm bảo rằng điện cảm PFC lớn hơn, hoạt động đúng thời gian và có tần suất chuyển mạch thấp Hai thông số này phải luôn nằm trong giới hạn của ICL5102.
Điện cảm PFC lớn hơn dẫn đến kích thước kháng lớn hơn, làm cho cuộn dây quay nhiều vòng hơn và gây ra tổn thất cuộn dây cao hơn Ngược lại, điện cảm nhỏ hơn có kích thước nhỏ hơn và ít vòng quay hơn, nhưng ở tần số cao hơn có thể gây ra tổn thất chuyển mạch.
Trong thiết kế tham chiếu, điện cảm kháng PFC được chọn là 0.36 mH nhằm tránh hiện tượng bão hòa từ trong những tình huống xấu nhất như khởi động và chuyển tải Sau khi cố định giá trị này, các thông số liên quan đến kháng có thể được tính toán dựa trên giả thuyết hoạt động ở chế độ dẫn điện biên.
Dòng đầu vào lớn nhất (RMS) xảy ra tại đầu vào AC nhỏ nhất và công suất đầu ra lớn nhất:
𝑉 𝐼𝑁_𝐵𝑂 ∗ ɳ 𝑃𝐹𝐶 = 2.12 𝐴 Dòng Đỉnh Đầu vào Tối đa:
𝐼 𝑖𝑛_𝑝𝑘_𝑚𝑎𝑥 = √2 ∗ 𝐼 𝑖𝑛_𝑟𝑚𝑠_𝑚𝑎𝑥 = 3.0𝐴 Dòng Đỉnh Cuộn cảm Tối đa:
Figure 5 Dạng sóng dòng cuộn cảm tăng áp trong chu kỳ chuyển mạch
Theo Figure 5 như trên, các thông số quan trọng khác của bộ chuyển đổi tăng áp PFC có thể được tính toán như sau:
Thời gian bật lớn nhất:
= 21.5 à𝑠 Nếu giả sử Tosc = 1,5 us thì thời gian ngắt tại đầu vào AC nhỏ nhất và công suất đầu ra lớn nhất:
𝑉 𝑏𝑢𝑠 − √2 ∗ 𝑉 𝐼𝑁_𝐵𝑂 + 0.5 ∗ 𝑇 𝑜𝑠𝑐 = 6.92 à𝑠 Tần suất thấp nhất cho công suất đầu ra lớn nhất của bộ chuyển đổi PFC trong QRM:
𝑡 𝑜𝑛_𝑚𝑎𝑥 + 𝑡 𝑜𝑓𝑓 = 35.2 𝑘𝐻𝑧 Dòng lớn nhất (RMS) qua cuộn cảm PFC trong suốt thời gian bật:
3∗ 𝑡 𝑜𝑛_𝑚𝑎𝑥 ∗ 𝑓 𝑃𝐹𝐶_𝑚𝑖𝑛 = 3.0 𝐴 Dòng lớn nhất (RMS) qua cuộn cảm PFC trong suốt thời gian ngắt:
Do đó, dòng cuộn cảm PFC lớn nhất (RMS):
Để xác định thời điểm qua 0 của dòng cuộn cảm trong quá trình chuyển mạch CrCM, ta sử dụng công thức 𝐼 𝐿_𝑟𝑚𝑠_𝑚𝑎𝑥 = √𝐼𝐿,𝑃𝐹𝐶_𝑜𝑛_𝑟𝑚𝑠_𝑚𝑎𝑥 2 +𝐼𝐿,𝑃𝐹𝐶_𝑜𝑓𝑓_𝑟𝑚𝑠_𝑚𝑎𝑥 2 = 3.45 𝐴 Để cải thiện hiệu suất, một cuộn dây phụ được thêm vào cuộn cảm PFC, trong đó tỷ số vòng quấn giữa cuộn dây chính và phụ sẽ quyết định biên độ dao động tại pin.
Bộ so PFCZCD được thiết kế để phát hiện thời điểm qua 0 khi biên độ dao động tại pin PFCZCD vượt quá giá trị VPFCZCDTHRH_max = 1,6 V Tỷ số vòng quấn được tính dựa trên các thông số kỹ thuật cụ thể của bộ so này.
1.6𝑉 = 11.68 Các thông số quan trọng của cuộn cảm tăng áp PFC được tóm lược trong Table 4:
Table 4 Thông số thiết kế cuộn cảm tăng áp PFC
Bộ chuyển đổi Tăng áp PFC
Thông số Biểu tượng Giá trị Đơn vị Điện cảm chớnh của cuộn cảm tăng ỏp PFC LPFC 360 àH
Tần suất chuyển mạch nhỏ nhất trong QRM fPFC_min 35,2 kHz
Dòng đỉnh cuộn cảm lớn nhất IL,pk_PFC_max 6 A
Dòng đầu vào lớn nhất (RMS) Iin_rms_max 2,12 A
Dòng đỉnh đầu vào lớn nhất Iin_pk_max 3 A
Dòng cuộn cảm lớn nhất (RMS) IL_rms_max 3,45 A
Thời gian bật tối đa ton_max 21,5 às
Tỷ số vòng quấn từ cuộn sơ cấp đến cuộn phụ Np_PFC/Na_PFC 9:1 -
Dựa trên tiêu chuẩn kỹ thuật đã được tính toán, cuộn cảm có thể được thiết kế với các yêu cầu khác nhau như kích thước, hiệu suất công suất và nhiệt độ bằng cách lựa chọn lõi cuộn dây phù hợp Để ngăn ngừa hiện tượng bão hòa lõi và tối ưu hóa tổn hao lõi, mật độ thông lượng Bmax cần được giữ ở mức không vượt quá 0,3.
Trong thiết kế tham chiếu ICL5102 130W CC, cuộn cảm tăng áp PFC được sản xuất bởi Würth Electronic với mã số 750343180, được sử dụng làm thiết kế mẫu Thông tin chi tiết về tiêu chuẩn kỹ thuật được trình bày trong Hình 6.
Figure 6 Cuộn cảm PFC Würth 750343180
Table 5 Thông số Cuộn cảm PFC Würth 750343180
Thông số Giá trị Đơn vị Điện cảm 360 àH
Vật liệu lõi TP4A hoặc DMR44 -
Tỷ số vòng quấn từ cuộn sơ cấp đến cuộn phụ
Cuộn sơ cấp điện trở DC 0,18 Ω
Cuộn phụ điện trở DC 0,25 Ω
Bộ chỉnh lưu kiểu cầu đầu vào
Bộ chỉnh lưu kiểu cầu thường có tổn hao công suất bán dẫn cao nhất trong trình LED driver Cần lưu ý những điều sau để lựa chọn phù hợp:
Điện áp ngược đỉnh lặp lại lớn nhất/điện áp cản DC:
Nên được chọn cao hơn đỉnh điện áp đầu vào lớn nhất với ít nhất 20% biên:
Dòng thuận trung bình chỉnh lưu lớn nhất
Dòng thuận trung bình chỉnh lưu lớn nhất được tính toán như sau:
Sử dụng bộ chỉnh lưu kiểu cầu với dòng điện định mức cao giúp giảm sụt áp thuận, từ đó giảm thiểu mức tiêu tán năng lượng với chi phí tăng dần thấp.
Dòng thuận xung đỉnh phải được chọn cho các yêu cầu dòng điện xung lớn nhất
Trực tiếp liên quan tới hiệu suất công suất Vì vậy, điện áp thuận nên được chọn nhỏ nhất có thể
Tổn hao điện năng lớn nhất
Tổng tổn hao điện năng lớn nhất được xác định dựa trên dòng đầu vào trung bình lớn nhất qua hai đi-ốt chỉnh lưu kiểu cầu, với giả định điện áp thuận là 1 V.
Nhiệt độ đi-ốt lớn nhất tăng không có bộ tản nhiệt
Giả sử điện trở nhiệt của bộ chỉnh lưu kiểu cầu là RTH_JA = 21°C/W (ví dụ: theo GBU80M), nhiệt độ tăng cao nhất của đi-ốt không có bộ tản nhiệt có thể được tính toán dựa trên giá trị này.
Thông số quan trọng cho bộ chỉnh lưu kiểu cầu sử dụng trong thiết kế tham chiếu 130 W được tổng hợp trong Table 6:
Table 6 Thông số Thiết kế Bộ chỉnh lưu kiểu Cầu
Thông số Biểu tượng Giá trị Đơn vị Điện áp ngược lớn nhất VBR_RRM 1000 V
Dòng thuận chỉnh lưu trung bình IBR_avg 8 A Điện áp thuận VBR_F 1 V
Đi-ốt Tăng áp PFC
MOSFET Công suất PFC
Lựa chọn MOSFET công suất PFC được căn cứ chủ yếu vào việc cân nhắc điện áp ngắt cạn nguồn và mức tiêu tán năng lượng
Điện áp ngắt cạn nguồn
Theo điện áp bus hoạt động, điện áp ngắt nên được chọn như sau:
𝑉 (𝐵𝑅)𝐷𝑆𝑆 > 1.2 ∗ 𝑉 𝑏𝑢𝑠_𝑂𝑉𝑃1 = 594 𝑉 MOSFET 600 V sẽ phù hợp cho các ứng dụng với bảo vệ xung tăng cường, nên chọn điện áp ngắt cao hơn
Dòng cạn liên tục lớn nhất được tính toán như sau:
Những tổn hao này tần suất độc lập và không có tỷ lệ đáng kể với tần suất Được tính như sau:
Tổn hao chuyển tiếp khi bật
Khi bộ chuyển đổi hoạt động ở chế độ QRM+DCM, tổn hao chuyển tiếp khi bật thường không đáng kể do dòng điện bắt đầu từ 0 Tuy nhiên, việc thải các tụ điện ký sinh như Coss (điện dung đầu ra của MOSFET) và CDS_total (tổng điện dung tương đương cạn nguồn) qua kênh MOSFET có thể dẫn đến tổn hao chuyển tiếp khi bật đáng kể Những tổn hao này xảy ra trong mỗi chu kỳ chuyển mạch và có tần suất phụ thuộc vào hoạt động của bộ chuyển đổi.
Tổn hao Eoss và 1 /2∙CDS_total∙V 2
Năng lượng được lưu trữ trong CDS_total và Coss khi bật cần được phân tán qua kênh MOSFET và điện trở cảm biến dòng trong quá trình chuyển tiếp bật Các tổn hao này chủ yếu phụ thuộc vào bình phương điện áp và có thể trở nên quan trọng trong điều kiện đường dây trên cao, xảy ra ở mỗi chu kỳ chuyển mạch với tần suất phụ thuộc Để đơn giản hóa tính toán, giả định rằng tổn hao chuyển mạch tương đương một nửa tổn hao truyền dẫn.
Các tổn hao này tỷ lệ thuận với tần suất, nhưng nhìn chung chúng chỉ góp phần không đáng kể vào tổn hao chung ở các tần suất chuyển mạch dưới hàng trăm kHz và chủ yếu phụ thuộc vào MOSFET.
Qg (tổng nạp cổng) đề cập đến điện năng mà driver cổng phân tán, chủ yếu qua điện trở cổng ngoài và driver cổng chính Do đó, yếu tố này thường không cần xem xét trong tính toán nhiệt của MOSFET.
Trong thiết kế tham chiếu 130 W, hai MOSFET Infineon 600 V IPD60R400CE thuộc dòng CE được sử dụng song song nhằm giảm thiểu tiêu tán năng lượng Với RDS(ON) là 200 mΩ, tổng hao tổn lớn nhất của mỗi MOSFET được tối ưu hóa, mang lại hiệu suất cao cho hệ thống.
MOSFET được tính như dưới đây:
Nhiệt độ tăng lớn nhất của mỗi MOSFET không có bộ tản nhiệt là:
𝛥𝑇𝑀𝑂𝑆_𝑃𝐹𝐶_𝑚𝑎𝑥 = 𝑅𝑇𝐻_𝐽𝐴 ∗ 𝑃𝑙𝑜𝑠𝑠_𝑀𝑂𝑆_𝑃𝐹𝐶_𝑚𝑎𝑥 = 76.8 °𝐶 Các thông số quan trọng của MOSFET PFC được tổng hợp trong Table 8:
Table 8 Thông số Thiết kế MOSFET PFC
Thông số Biểu tượng Giá trị Đơn vị Điện áp ngắt VBR_DSS_PFC 650 V Điện trở bật MOSFET RDS(ON) 400//400 = 200 mΩ
Tổn hao truyền dẫn MOSFET
Cảm biến Dòng PFC
Để thiết kế điện trở mắc song song cảm biến dòng PFC, phải tuân thủ các điều kiện sau:
Giá trị của điện trở cảm biến dòng được chọn là 0,2 Ω bằng cách mắc song song 5 điện trở 1 Ω Phương pháp này giúp tách biệt sự tiêu tán năng lượng và giảm sức nhiệt Tổn hao điện năng lớn nhất của mỗi điện trở mắc song song là
Nên cân nhắc khi lựa chọn loại điện trở mắc song song phù hợp
Các thông số quan trọng cảm biến điện áp bus được tổng hợp trong Table 9:
Table 9 Thông số Cảm biến Dòng PFC và Thiết kế ZCD
Thông số Biểu tượng Giá trị Đơn vị
Dải hoạt động lớn nhất OCP1 PFC VOCP1_PFC_min 0,95 V Điện trở cảm biến dòng PFC RCS_PFC 0,2 Ω
Cảm biến Điện áp Bus PFC
Điện áp bus tại pin PFCVS của ICL5102 được đo thông qua bộ phân điện trở, với kết quả đo được sử dụng làm đầu vào cho bộ điều tiết điện áp đầu ra PFC Tín hiệu điều khiển PWM cho MOSFET PFC được tạo ra từ đây, đồng thời cung cấp các chức năng bảo vệ cho bộ chuyển đổi tăng áp PFC Để đạt được kết quả đo lường chính xác và ổn định, nên bổ sung thêm tụ lọc gần pin VS nhằm giảm nhiễu âm chuyển mạch.
Pin VS có dòng điện thất thoát rất thấp, do đó có thể bỏ qua sự không dung nạp
Figure 7 Đo Điện áp Bus
Tính toán bộ phân điện trở như sau khi Vbus = 450 V theo VPFCVSREF = 2,5 V
Để giảm thiểu sai số do bộ phân điện trở, cần lựa chọn điện trở cảm biến điện áp bus với dung sai tối đa 1% Trong thiết kế tham chiếu 130 W, để giảm ứng suất điện áp, RVS1_PFC sử dụng 3 điện trở 1,5 MΩ, trong khi điện trở dưới VS1_PFC được chọn là 24,9 kΩ.
Note: Để giảm nhiễu âm chuyển mạch được ghép trong tín hiệu cảm biến điện áp Bus, nên thay tụ lọc 1 nF trực tiếp gần pin PFCVS
Các thông số quan trọng cảm biến điện áp bus được tổng hợp trong Table 10:
Table 10 Thông số Thiết kế Cảm biến Điện áp Bus
Thông số Biểu tượng Giá trị Đơn vị Điện áp đầu ra bộ chuyển đổi tăng áp PFC danh nghĩa
Điện áp tham chiếu pin PFCVS ICL5102 được thiết lập ở mức 2,5 V với Vbus 450 V Bộ phân cảm biến điện áp bus gồm điện trở trên RVS1_PFC có giá trị 1,5 x 3 MΩ và điện trở dưới RVS2_PFC là 24,9 kΩ.
Tụ lọc cảm biến điện áp bus CVS 1 nF
Tụ Đầu ra PFC
Tụ bus PFC có thể được tính toán bằng công thức nhất định khi giá trị ESR của tụ đủ nhỏ để có thể bỏ qua Đỉnh gợn sóng điện áp được chọn là 20 V, và cần lưu ý rằng dung sai 20% của điện dung cũng phải được xem xét trong quá trình tính toán.
Theo định mức điện áp và ngưỡng bảo vệ quá áp, tụ điện 500 V là cần thiết ESR của tụ nên được chọn ở mức tối thiểu, trong khi dòng gợn sóng lớn nhất cho phép cần có đủ biên để đảm bảo hiệu suất Thiết kế tham chiếu 130 cũng cần xem xét các yếu tố này.
W, chọn một tụ 500 V của 56 uF với ESR thấp
Các thông số quan trọng lựa chọn tụ bus được tổng hợp trong bảng sau:
Table 11 Thông số Thiết kế Tụ Bus
Thông số Biểu tượng Giá trị Đơn vị Điện áp đầu ra bộ chuyển đổi tăng áp PFC danh nghĩa
Công suất đầu ra bộ chuyển đổi tăng áp
Gợn sóng điện áp bus (đỉnh tới đỉnh) Vbus_ripple_pp 20 V
Tần suất dòng đầu vào AC fline 45–66 Hz
Tụ Bus PFC Cbus 56 àF
Cảm biến Điện áp Đầu vào và Đầy nguồn/Yếu nguồn
Điện áp đầu vào chỉnh lưu được cảm biến qua bộ phân điện trở RBO1 và RBO2 tại pin BO, như thể hiện trong Hình 8 Chức năng này giúp theo dõi mức nguồn điện AC, từ đó bảo vệ LED driver khỏi tình trạng tụt áp.
Để đảm bảo giá trị đỉnh đầu vào AC không bị ảnh hưởng bởi điều kiện phụ tải, nên bổ sung tụ cao áp CBO1 ngay sau các đi-ốt chỉnh lưu DBO1 và DBO2 Nếu không có tụ CBO1, giá trị trung bình đầu vào AC tại pin BO sẽ thay đổi theo phụ tải, dẫn đến ngưỡng đầy nguồn và yếu nguồn khác nhau tùy thuộc vào điều kiện phụ tải.
Figure 8 Cảm biến Điện áp Đầu vào
Khi khởi động ban đầu, điện áp tại pin BO cần vượt qua 1,4 V để cho phép sạc đầy nguồn Trong quá trình hoạt động bình thường, nếu điện áp tại pin BO giảm xuống dưới 1,2 V trong hơn 50 ms, ICL5102 sẽ ngừng chuyển mạch cả PFC và HB, sau đó tự động khởi động lại Hệ thống sẽ phục hồi hoạt động bình thường khi điện áp tại pin BO trở lại trên 1,4 V.
Tỷ lệ bộ phân điện trở ngoài được tính toán như sau:
Với VBO_out_min = 1,14 V từ Thông số kỹ thuật ICL5102 trong Bảng 16, ngưỡng đầy nguồn VIN_BI = 71 V và
Trong thiết kế tham chiếu ICL5102 130W CC, RBO1 được chọn là 6600 kΩ Để giảm điện áp và ứng suất công suất, nên tách RBO1 thành ba điện trở 1206, mỗi điện trở có giá trị 2200 kΩ Để nâng cao độ chính xác đo lường, các điện trở nên có dung sai dưới 1% Theo tỷ lệ bộ phân điện trở ngoài đã tính toán, RBO2 được chọn là 76,8 kΩ Điện áp đầy nguồn có thể được tính toán sau khi cố định giá trị của RBO1 và RBO2.
Các thông số thiết kế quan trọng cảm biến điện áp đầu vào được tổng hợp trong bảng sau:
Inactive Half Bridge causes a Common Mode Distortion
Peak Value is NOT affected
Capacitor for Peak Value Detection
Table 12 Thông số Thiết kế Cảm biến Điện áp Đầu vào
Thông số Biểu tượng Giá trị Đơn vị
Ngưỡng yếu nguồn VIN_BO 71 VRMS
Ngưỡng đầy nguồn VIN_BI 90 VRMS Điện trở trên bộ phân pin BO RBO1 6600 kΩ Điện trở dưới bộ phân pin BO RBO2 76,8 kΩ
Tối ưu hóa THD
Dòng AC đầu vào thường bị méo khi điện áp vượt 0, ảnh hưởng đến chất lượng sóng sin Để duy trì hình dạng sóng điện, ICL5102 chủ động gia tăng thời gian bật PFC gấp đôi so với thời gian tối đa, dựa trên biên độ điện áp đầu vào Việc phát hiện thời điểm vượt 0 của điện áp AC được thực hiện thông qua cuộn phụ PFC, đảm bảo hiệu suất hoạt động ổn định.
MOSFET PFC đạt giá trị nhỏ nhất, phát hiện ra thời điểm vượt 0 AC Khái niệm điều chỉnh THD như trong
Để điều chỉnh thời gian bật PFC, cần sử dụng điện trở ngoài giữa cuộn phụ kháng PFC và pin PFCZCD như mô tả trong Hình 10 Khi MOSFET PFC được bật, điện áp đầu vào sẽ được đo theo dòng ra của pin PFCZCD Khu vực A trong Hình 9 cho thấy rằng đầu vào AC với dòng nhỏ hơn yêu cầu mở rộng thời gian bật PFC Thời gian bật PFC sẽ kéo dài hơn khi đầu ra nổi dòng điện của pin PFCZCD càng nhỏ Giá trị điện trở nên được chọn để đảm bảo dũng điện giới hạn giữa IZCD = 500 µA – 1,2 mA.
Figure 10 Tối ưu hóa THD PFC thông qua Điện trở Ngoài
Công thức tính giá trị điện trở ZCD được xây dựng dựa trên giả thuyết rằng dòng điện tối đa IZCD_max đạt 1,2 mA tại đầu ra của pin PFCZCD khi có đầu vào dòng AC lớn nhất.
Hiệu suất THD có thể được tối ưu hóa bằng cách thay đổi giá trị điện trở quanh khoảng 40 kΩ
Cần đạt được sự cân bằng giữa việc cải thiện hệ số công suất (PF) và giảm tổng hài số (THD) Khi cố gắng tối ưu hóa dòng điện hài hòa, có thể dẫn đến sự gia tăng sóng hài trong điện áp, từ đó làm giảm PF Ngược lại, việc áp dụng các phương pháp truyền thống để đồng nhất hệ số công suất có thể tạo ra dòng điện không hình sin, làm tăng THD.
4 Thiết kế Bộ chuyển đổi Cộng hưởng LLC HB
Bộ chuyển đổi HB cộng hưởng có nhiều ưu điểm như hiệu quả cao, mật độ công suất cao và EMI thấp
ICL5102 cho phép điều khiển độc lập bộ điều chỉnh HB cộng hưởng, như tô-pô LLC hoặc LCC, nhằm duy trì đầu ra điện áp không đổi (CV) hoặc dòng không đổi (CC) Thiết bị này hỗ trợ cả hai chế độ điều khiển tần suất chuyển mạch cố định và biến thiên.
Bài viết này hướng dẫn thiết kế bộ chuyển đổi HB sử dụng ICL5102 dựa trên tô-pô LLC, với việc điều khiển dòng không đổi ở điều kiện thứ cấp.
Tiêu chuẩn kỹ thuật thiết kế cho thiết kế tham chiếu dòng không đổi LLC 130 W như bảng sau:
Table 13 Tiêu chuẩn kỹ thuật thiết kế bộ chuyển đổi LLC
Thông số điện áp đầu vào DC bao gồm: điện áp tối thiểu Vbus_min là 400 V, điện áp danh nghĩa Vbus là 450 V và điện áp tối đa Vbus_max là 490 V.
Công suất đầu ra bộ chuyển đổi LLC lớn nhất PO_max 130 W
Hiệu suất của bộ chuyển đổi LLC được ước tính là η FB dưới 96% Bộ chuyển đổi này có điện áp đầu ra lớn nhất đạt 76 V và điện áp đầu ra nhỏ nhất là 38 V.
Dòng đầu ra lớn nhất bộ chuyển đổi LLC Iout_max 1750 mA
Dòng đầu ra bộ chuyển đổi LLC Iout_min 75 mA
Tần suất cộng hưởng bộ chuyển đổi LLC fr 100 kHz
Tô-pô kiểu cầu chuyển mạch sơ cấp - Kiểu nửa cầu -
Tô-pô chỉnh lưu thứ cấp - Trọn bộ chỉnh lưu kiểu cầu
Trong phần sơ cấp, cầu chuyển mạch sử dụng kiểu nửa cầu nhờ vào trình điều khiển ICL5102, trong khi ở phần thứ cấp, bộ chỉnh lưu kiểu cầu được áp dụng do đặc tính cao áp và đầu ra dòng thấp.
Mục tiêu thiết kế là đạt được chuyển mạch điện áp về 0 (ZVS) ở phần sơ cấp và chuyển mạch dòng về 0
(ZCS) ở phần thứ cấp cho nguyên dải phụ tải để tối ưu hóa hiệu suất công suất và hiệu suất EMI thấp.
Thiết kế Bể Cộng hưởng LLC
Tỷ số vòng quấn Máy biến áp
Theo các đặc tính của bộ chuyển đổi LLC kiểu nửa cầu kết hợp với bộ chỉnh lưu kiểu cầu, ta có thể tính toán lợi suất của bộ chuyển đổi.
Khi bộ chuyển đổi LLC hoạt động ở tần suất cộng hưởng, lợi suất bể cộng hưởng đạt 1 khi sử dụng lõi riêng lẻ cho cuộn cảm nối tiếp Từ đó, tỷ số vòng quấn của máy biến áp có thể được xác định.
Nên cho bể LLC dưới tần suất cộng hưởng (hoạt động ở chế độ tăng áp) để có đầu ra dòng cộng hưởng
Để đảm bảo hiệu suất tối ưu cho hầu hết các dải phụ tải, cần xác định điện áp đầu ra nhỏ nhất khi điện áp bus đạt giá trị lớn nhất, thông qua việc lựa chọn điểm hoạt động trong chế độ cộng hưởng LLC nhằm quyết định tỷ số vòng quấn của máy biến áp.
Lợi suất Bể Cộng hưởng LLC
Sau khi xác định tỷ số vòng quấn máy biến áp, lợi suất điện áp bể cộng hưởng MLLC có thể được tổng hợp như sau:
Lợi suất đơn vị MLLC = 1 cho điện áp bus lớn nhất và điện áp đầu ra thấp nhất
Lợi suất nhỏ nhất MLLC_min = MLLC = 1
Lợi suất lớn nhất MLLC_max cho điện áp bus nhỏ nhất và điện áp đầu ra cao nhất
Chọn giá trị m
Tỷ lệ tổng điện cảm sơ cấp theo điện cảm cộng hưởng được xác định là giá trị m như sau:
Các giá trị m thấp hơn có thể mang lại lợi suất tăng áp cao hơn và cải thiện khả năng điều khiển trong các ứng dụng với dải điện áp đầu vào rộng Tuy nhiên, giá trị m thấp cũng đồng nghĩa với điện cảm từ hóa thấp hơn Lm, dẫn đến đỉnh từ hóa lớn hơn và gây ra năng lượng tuần hoàn gia tăng cùng với tổn hao truyền dẫn Trong thiết kế tham chiếu CC LLC 130 W, giá trị m = 8 được chọn là hợp lý ban đầu Sau đó, giá trị m có thể được tối ưu hóa để đáp ứng yêu cầu lợi suất lớn nhất cho tất cả các điều kiện phụ tải.
Chọn giá trị hệ số chất lượng lớn nhất Q max
Hệ số chất lượng phụ thuộc vào phụ tải và được xác định như sau:
Các phụ tải lớn thường hoạt động ở giá trị Q cao, trong khi đó các phụ tải lớn hơn lại có giá trị Q thấp hơn Việc xác định giá trị Qmax liên quan đến điểm tải lớn nhất là rất quan trọng.
Sử dụng công cụ tính toán LLC ICL5102 giúp đơn giản hóa phân tích lợi suất đỉnh Hình 11 minh họa cách lợi suất đỉnh (lợi suất lớn nhất đạt được) thay đổi theo các giá trị m khác nhau và Q Có thể đạt lợi suất đỉnh cao hơn bằng cách giảm các giá trị m hoặc Q Khi tần suất cộng hưởng và giá trị Q được cố định, việc giảm m sẽ làm giảm điện cảm từ hóa, dẫn đến dòng tuần hoàn tăng lên Điều này tạo ra một sự cân bằng giữa dải lợi suất sẵn có và tổn hao truyền dẫn.
Với lợi suất lớn nhất MLLC_max và giá trị m xác định, hệ số chất lượng lớn nhất đạt được thông qua biểu đồ đường cong:
Figure 11 Lợi suất Đỉnh so với Q cho các Giá trị m Khác nhau
Điện trở Phản xạ tương đương R ac
FHA khử phi tuyến tính và sinh mạch cộng hưởng tương đương như trong Hình 12 Điện áp sóng vuông đầu vào được thay thế bằng sóng hài bậc nhất của sóng vuông điện áp, trong khi phần thứ cấp với bộ chỉnh lưu và tải được thay bằng tải tương đương Rac, được tính toán tại mức tải tối đa.
Figure 12 Mạch Cộng hưởng tương đương
Tính toán Bể Cộng hưởng LLC
Sau khi đạt được các giá trị m, Qmax và Rac , giá trị tụ cộng hưởng có thể được tính như sau:
2 ∗ 𝜋 ∗ 𝑄 𝑚𝑎𝑥 ∗ 𝑓 𝑟 ∗ 𝑅 𝑎𝑐 = 6.74 𝑛𝐹 Để giảm kích cỡ cuộn cảm kháng cộng hưởng, chọn tụ cộng hưởng lớn hơn cho thiết kế tham chiếu 130 W như sau:
Để giảm dòng điện kích khởi động và dòng gợn sóng trong hoạt động bình thường, có thể sử dụng tụ cộng hưởng với giá trị 𝐶 𝑟 = 11.5 𝑛𝐹 Việc tách tụ cộng hưởng thành hai tụ với giá trị tiêu chuẩn, một tụ theo bus DC và một tụ theo mát, không chỉ giúp cải thiện hiệu suất mà còn đạt được các giá trị tụ sẵn có.
𝐶𝑟2= 4.7 𝑛𝐹 Điện cảm của cuộn cảm kháng cộng hưởng được tính như sau:
4 ∗ 𝜋 2 ∗ 𝐶 𝑟 ∗ 𝑓 𝑟 2 = 220 à𝐻 Điện cảm chính của máy biến áp LLC Lp được tính như sau:
𝐿 𝑃 = 𝑚 ∗ 𝐿 𝑟 = 1760 à𝐻 Điện cảm từ hóa Lm được tính như sau:
𝐿 𝑚 = 𝐿 𝑃 − 𝐿 𝑟 = 1540 à𝐻 Điện cảm thất thoát tương đương do kiểu nửa cầu có thể được ước tính xấp xỉ như sau:
Do vậy, diện cảm của cuộn cảm kháng cộng hưởng riêng biệt được tính như sau:
Kiểm nghiệm Thông số Bể Cộng hưởng LLC
Sau khi xác định đầy đủ các thông số của bể cộng hưởng, cần tính toán lại điểm hoạt động cho tất cả các tình huống điểm gãy để đảm bảo rằng chúng vẫn đáp ứng được mục tiêu thiết kế cộng hưởng LLC.
Tỷ lệ tổng điện cảm sơ cấp theo điện cảm cộng hưởng:
Đạt được chuyển mạch Điện áp Về 0 (ZVS) của Bộ chuyển đổi LLC
Để tối ưu hóa hiệu suất của bộ chuyển đổi LLC, việc đảm bảo chế độ ZVS cho tất cả các điều kiện đầu vào và tải nạp là rất quan trọng Có hai yếu tố chính cần xem xét để đạt được chế độ ZVS hiệu quả.
Vùng Hoạt động của Bộ chuyển đổi LLC
Bộ chuyển đổi chuyển mạch sẽ luôn hoạt động ở chế độ ZVS khi ở các tần số cộng hưởng cao hơn fr Khi bộ chuyển đổi chuyển mạch giữa các tần số cộng hưởng fr và fp, điều kiện tải nạp, hay Hệ số Chất lượng Q, sẽ quyết định việc bộ chuyển đổi có duy trì chế độ ZVS hay không Trong điều kiện hoạt động bình thường, bộ chuyển đổi cộng hưởng LLC hoạt động với tần số cộng hưởng cao hơn một chút so với fr, giúp tối ưu hóa hiệu suất.
Điện dung Đầu ra MOSFET
Dòng điện cuộn cảm ứng cộng hưởng cần đạt mức đủ cao để xả điện áp hiệu dụng của điện dung, đồng thời tương thích với cạn nguồn của các MOSFET điện năng Phần điều chỉnh của điện dung này là điện dung đầu ra.
Thời gian chết được yêu cầu để xả hoàn toàn điện dung hiệu dụng xuất hiện song song với cạn nguồn của
MOSFET điện năng để phát hiện ZVS ở điều kiện xấu nhất được áp dụng cho bộ chuyển đổi
Có bốn dạng sóng phổ biến cho ZVS, với các giải pháp tối ưu hóa hiệu suất được trình bày trong Hình 13 Hình 13 (a) thể hiện sơ đồ ZVS hoàn chỉnh, trong khi Hình 13 (b) chỉ ra rằng VDS không thể giảm xuống 0 V trước khi tín hiệu điều khiển VGS được gửi, do đó cần giảm điện cảm từ hóa trong máy biến áp, tăng thời gian chết hoặc thay MOSFET điện năng bằng loại có RDS(ON) cao hơn Hình 13 (c) cho thấy MOSFET điện năng đã đạt được hiệu suất mong muốn.
ZVS không đủ dòng điện cảm để duy trì sự phân cực liên tục trên đi-ốt thân, dẫn đến thời gian chết cần được giảm nhẹ Mặc dù ZVS đạt được như hình 13 (d), nhưng thời gian chết dư thừa lại làm giảm hiệu suất, vì vậy việc giảm thời gian chết là cần thiết.
Figure 13 Dạng sóng cho MOSFET Điện năng ZVS và Giải pháp
Thiết kế Máy biến áp Chính LLC
Sau khi xác nhận tỷ số vòng quấn và điện cảm của máy biến áp chính, chúng ta có thể thu được các thông số thiết kế cần thiết cho máy biến áp.
Với số vòng quấn thứ cấp được chọn:
Số vòng quấn sơ cấp có thể được tính như sau:
𝑁 𝑝 = 𝑛 ∗ 𝑁 𝑠 = 38.7 ≈ 40 𝑡𝑢𝑟𝑛𝑠 Để cấp điện Vcc cho ICL5102, cuộn dây phụ được đưa ra Tỷ số vòng quấn được tính như sau nếu giả sử
Số vòng quấn phụ có thể được tính như sau:
Theo biểu đồ lợi suất, dưới các điều kiện tải khác nhau từ công cụ thiết kế LLC ICL5102, tần suất chuyển mạch nhỏ nhất của bộ chuyển đổi LLC đạt được tại lợi suất tối đa.
Figure 14 Lợi suất so với Tần suất cho các Điều kiện Tải Khác nhau
Dòng RMS trên phần sơ cấp qua bể cộng hưởng có thể được tính như sau:
Dòng đỉnh sơ cấp qua bể cộng hưởng có thể được tính:
𝐼 𝐿_𝑝_𝑝𝑒𝑎𝑘 = √2 ∗ 𝐼 𝐿_𝑝_𝑟𝑚𝑠 = 1.03 𝐴 Trong thiết kế tham chiếu ICL5102 130W CC, cuộn cảm cộng hưởng ngoài LLC được cấu tạo bởi Würth
Electronic ở phần số 750342805 như là mô hình thiết kế Trang tiêu chuẩn kỹ thuật như trong Table 14:
Table 14 Thông số Cuộn cảm Würth 750342805
Thông số Giá trị Đơn vị Điện cảm 160 àH Điện trở DC 0,33 Ω
Máy biến áp chính LLC được cấu tạo bởi Würth Electronic ở phần số 750342886 như là mô hình thiết kế
Trang tiêu chuẩn kỹ thuật như trong Table 15:
Table 15 Thông số Cuộn cảm Würth 750342886
Thông số Giá trị Đơn vị Điện cảm chớnh 1500 àH
Thông số Giá trị Đơn vị Điện cảm thất thoỏt 47 àH
Tỷ số vòng quấn Np/Ns 6,67 -
Tỷ số vòng quấn Np/Na 15 -
Cuộn chính sơ cấp điện trở DC 0,33 Ω
Cuộn đầu ra thứ cấp điện trở DC 0,054 Ω
Lựa chọn MOSFET Sơ cấp Kiểu Nửa Cầu
Khi lựa chọn MOSFET điện năng sơ cấp kiểu nửa cầu, cần chú ý đến điện áp ngắt cạn nguồn và mức tiêu tán năng lượng.
Điện áp ngắt cạn nguồn
Theo điện áp bus hoạt động, điện áp ngắt nên được chọn như sau:
𝑉 (𝐵𝑅)𝐷𝑆𝑆 > 1.2 ∗ 𝑉 𝑏𝑢𝑠_𝑂𝑉𝑃1 = 594 𝑉 MOSFET 600 V sẽ phù hợp cho các ứng dụng với bảo vệ xung tăng cường, nên chọn điện áp ngắt cao hơn
Những tổn hao này có tần suất độc lập và không tỷ lệ đáng kể với tần suất, được tính như sau:
Trong thiết kế tham chiếu 130 W, hai MOSFET Infineon 600 V IPD60R400CE thuộc dòng CE family được áp dụng cho cả phía cao áp và hạ áp Với giá trị RDS(ON) là 290 mΩ, tổng tổn hao lớn nhất của mỗi MOSFET được tính toán như sau:
𝑃𝑙𝑜𝑠𝑠_𝑀𝑂𝑆_𝐻𝐵_𝑚𝑎𝑥= 1.5 ∗ 𝑃𝑐𝑜𝑛_𝑙𝑜𝑠𝑠_𝑀𝑂𝑆_𝑃𝐹𝐶 = 0.315 𝑊 Nhiệt độ tăng lớn nhất của mỗi MOSFET không có bộ tản nhiệt là:
𝛥𝑇𝑀𝑂𝑆_𝑃𝐹𝐶_𝑚𝑎𝑥 = 𝑅 𝑇𝐻_𝐽𝐴 ∗ 𝑃𝑙𝑜𝑠𝑠_𝑀𝑂𝑆_𝐻𝐵_𝑚𝑎𝑥= 25.2 °𝐶 Các thông số quan trọng của MOSFET HB được tổng hợp trong Table 16:
Table 16 Thông số Thiết kế MOSFET PFC
Thông số Biểu tượng Giá trị Đơn vị Điện áp ngắt VBR_DSS_HB 650 V Điện trở bật MOSFET RDS(ON) 400 mΩ
Tổn hao truyền dẫn MOSFET
Lựa chọn Điện trở Cảm biến Dòng Phía Hạ áp Kiểu Nửa Cầu
Điện trở cảm biến dòng hạ áp kết nối với pin LSCS ICL5102 và nguồn MOSFET hạ áp HB để bảo vệ bộ chuyển đổi HB khỏi quá dòng Ngoài ra, chức năng cảm biến dòng điện tại pin LSCS cũng đảm bảo bảo vệ chế độ dung tính và thời gian chết tự thích nghi.
Theo thông số kỹ thuật, thiết bị được trang bị hai cấp bảo vệ quá dòng Giá trị điện trở của cảm biến dòng ở phía hạ áp có thể được xác định dựa trên cấp bảo vệ quá dòng thứ nhất.
Trong thiết kế tham chiếu 130 W ICL5102, điện trở RLSCS được chọn là 0,5 Ω Để đảm bảo giá trị điện trở chính xác và giảm thiểu sự tiêu tán năng lượng, điện trở cảm biến dòng điện được cấu thành từ ba điện trở mắc song song.
Để giới hạn nguồn điện trong chế độ BM, điện trở RPL giữa pin LSCS và điện trở cảm biến dòng điện cần được thiết lập theo yêu cầu như trong Hình 17, với các giá trị điện trở là 1,2 Ω và 1,5 Ω.
Figure 17 Giới hạn Nguồn điện Chế độ BM ICL5102
Trong chế độ BM trong suốt pha chớp màu, hãy bật bộ điều khiển ICL5102 HB với tần suất chuyển mạch fHB_BM và giảm dần xuống fHB_max để khởi tạo quá trình bật mềm Sau khi hoàn tất bật mềm, tần suất chuyển mạch sẽ tiếp tục giảm xuống fHB_PL, giá trị này được thiết lập bởi điện trở RPL.
Theo Hình 18, ngưỡng tham chiếu cao hơn 0 được xác định bởi điện trở RPL ICL5102 sẽ thực hiện việc tích hợp vùng trên và dưới ngưỡng này dựa vào điện áp tại pin LSCS Tần suất chuyển mạch HB sẽ tự điều chỉnh, tăng hoặc giảm, cho đến khi đạt được fHB_PL, nhằm tích hợp vùng B giống như vùng A1 và A2 Khi thay đổi giá trị điện trở RPL, tần suất chuyển mạch fHB_PL sẽ được thiết lập, dẫn đến việc nguồn điện được chuyển vào BM.
Giá trị điện trở khuyên dùng RPL là giữa 200 Ω và 1000 Ω
Ngưỡng được thiết lập bởi R PL để chuyển nguồn điện giới hạn vào trong BM nhằm lọc tăng vọt điện áp tại pin LSCS Điều này giúp bảo vệ quá dòng không khởi động sai, vì vậy cần sử dụng bộ lọc ngoài để đảm bảo hiệu quả hoạt động.
RPL và tụ nhỏ vài pF Tụ nên được thay trực tiếp gần pin LSCS.
Lựa chọn Đi-ốt Chỉnh lưu Thứ cấp Kiểu Nửa Cầu
Nên cân nhắc những yếu tố sau khi lựa chọn đi-ốt chỉnh lưu thứ cấp:
This threshold is set by the value of R PL
Lưới chỉnh lưu cầu được sử dụng ở phía thứ cấp, vì vậy ứng suất điện áp của đi-ốt tương tự như điện áp đầu ra Tuy nhiên, do hiện tượng thất thoát điện cảm trong máy biến áp LLC, các đi-ốt bộ chỉnh lưu có thể gặp phải đỉnh điện áp cao hơn Do đó, cần lưu ý đến biên hệ số 2.
Dòng RMS lớn nhất ra qua mỗi đi-ốt bộ chỉnh lưu được tính như sau:
Sử dụng đi-ốt với điện dung dòng điện cao sẽ có lợi cho hiệu suất công suất
Trực tiếp liên quan tới hiệu suất công suất Vì vậy, điện áp thuận nên được chọn nhỏ nhất có thể
Thời gian phục hồi ngược
Vì các đi-ốt bộ chỉnh lưu đổi nối khó khăn có thể đôi khi không tránh được nên tốt hơn là chọn đi-ốt phục hồi siêu nhanh
Tổn hao công suất duy nhất cần xem xét là tổn hao truyền dẫn Giả sử điện áp thuận là 0,5 V, tổn hao truyền dẫn của đi-ốt có thể được tính toán dựa trên giá trị này.
Với nhiệt trở của đi-ốt và nhiệt độ môi trường TA, nhiệt độ đi-ốt bộ chỉnh lưu không sử dụng bộ tản nhiệt được tính như sau:
Thông số quan trọng cho đi-ốt tăng áp sử dụng trong thiết kế tham chiếu 130 W được tổng hợp trong
Table 17 Thông số Thiết kế Đi-ốt Bộ chỉnh lưu Thứ cấp
Thông số Biểu tượng Giá trị Đơn vị Điện áp ngược lớn nhất VRRM_D_sec 200 V
Dòng thuận chỉnh lưu trung bình IF_D_sec 18 A Điện áp thuận VF_D_sec 0,7 V
Tụ Đầu ra Thứ cấp Nửa cầu
Dòng gợn sóng ra qua tụ đầu ra là:
− 𝐼 𝑜𝑢𝑡_𝑚𝑎𝑥 2 = 0.84 𝐴 Gợn sóng dòng đầu ra được xác định là 2% của dòng đầu ra lớn nhất:
Gợn sóng điện áp đầu ra được xác định là 1% của điện áp đầu ra lớn nhất:
𝑉 𝑜𝑢𝑡_𝑟𝑖𝑝𝑝𝑙𝑒 = 1% ∗ 𝑉 𝑜𝑢𝑡_𝑚𝑎𝑥 = 0.76 𝑉 Điện trở nối tiếp tương đương của tụ đầu ra là:
2 ∗ 𝐼 𝑜𝑢𝑡_𝑟𝑖𝑝𝑝𝑙𝑒 = 0.22 Ω Giá trị tụ đầu ra sau đó là:
Đôi khi, tụ đầu ra đơn có thể đáp ứng tiêu chuẩn kỹ thuật gợn sóng nhờ vào ESR cao của tụ điện phân Để cải thiện hiệu suất, có thể sử dụng các giai đoạn lọc LC bổ sung hoặc thêm tụ song song nhằm giảm ESR Tuy nhiên, cần lưu ý không điều chỉnh tần số điểm gãy quá thấp, vì điều này có thể gây ra sự không ổn định cho hệ thống hoặc giới hạn băng thông điều khiển Thông thường, tần số điểm gãy của bộ lọc sau nên được thiết lập trong khoảng 1/10 đến 1/5 tần suất chuyển mạch.
Thông số quan trọng cho tụ đầu ra được sử dụng trong thiết kế tham chiếu 130 W được tổng hợp trong
Table 18 Thông số Thiết kế Tụ Đầu ra
Thông số Biểu tượng Giá trị Đơn vị Định mức Điện áp Vout_C_sec 100 V Điện trở Nối tiếp Tương đương ESR 0,22 Ω
Tụ Đầu ra Cout 220//220 àF
Điều chỉnh Đầu ra Nửa cầu
Trong thiết kế tham chiếu 130 W ICL5102, bộ chuyển đổi LLC nửa cầu được điều chỉnh thông qua ba phương pháp: điều chỉnh dòng không đổi, điều chỉnh điện áp không đổi và làm mờ dòng đầu ra.
Điều chỉnh Dòng Không đổi
Bộ chuyển đổi LLC cung cấp dòng đầu ra ổn định trong hoạt động bình thường, với việc điều chỉnh dòng thông qua bộ điều chỉnh PI sử dụng bộ khuếch đại thuật toán LM358 Dòng đầu ra được đo qua ba điện trở R50, R51 và R52 mắc song song, yêu cầu độ chính xác cao để đảm bảo điều chỉnh dòng chính xác Dòng tham chiếu đầu ra được thiết lập từ điện áp chia từ nguồn phụ hoặc từ điện áp dimming.
Làm mờ Dòng Đầu ra
Bộ làm mờ 1–10 V sử dụng điều chỉnh dòng không đổi để cung cấp tín hiệu tham chiếu cho việc điều chỉnh dòng đầu ra Cuộn phụ thứ cấp kết hợp với bộ điều chỉnh tuyến tính được thiết kế nhằm cấp nguồn cho mạch mờ dần.
Figure 19 Điều chỉnh Dòng Đầu ra phía Thứ cấp
Điều chỉnh Điện áp Đầu ra Không đổi
Ngoài vào việc điều chỉnh dòng, điều chỉnh điện áp đầu ra không đổi bằng cách sử dụng TL431 để làm
LED sáng lên trong điều kiện mờ tắt dần được thực hiện để điện áp đầu ra không bị xả cao hơn điện áp
LED thuận thấp nhất có thể Điều này như trong Figure 20:
Figure 20 Điều chỉnh Điện áp Đầu ra Không đổi Phía Thứ cấp
Khi bộ làm mờ đưa trình LED driver vào chế độ mờ tắt dần, bộ điều chỉnh dòng không đổi sẽ được thay thế bằng bộ điều chỉnh điện áp đầu ra không đổi ICL5102 sẽ chuyển sang chế độ BM theo điều chỉnh điện áp đầu ra.
Thiết lập Tần suất
Để đóng vòng điều chỉnh, tín hiệu phản hồi từ mạch điều chỉnh dòng phía thứ cấp qua bộ ghép quang phải được đấu nối tới ICL5102
Trong quá trình hoạt động bình thường, bộ điều khiển HB ICL5102 sử dụng CCO để xác định tần suất chuyển mạch, được xác định bởi dòng IRF ra của pin RF Pin RF duy trì điện áp không đổi VRF = 2,5 V, và điện áp này, kết hợp với điện áp tại pin VBM, các điện trở RBM và RRF, cùng bộ ghép quang, sẽ xác định dòng ra của pin RF theo công thức và hình 21.
Để xác định hai điện trở RRF và RBM trong mạch Pin RF ICL5102, cần xác định tần suất chuyển mạch tối thiểu và tối đa của bộ chuyển đổi.
𝑓 𝑚𝑎𝑥 = 260 𝑘𝐻𝑧 CCO của bộ điều khiển HB ICL5102 được xác định tuyến tính với tỷ số quét không đổi CFC như trong
Figure 22 CCO của ICL5102 ở Điều kiện Hoạt động Bình thường
Việc tính toán của hai điện trở RRF và RBM như bên dưới:
Để thiết kế tham chiếu 130 W cho ICL5102 mà không vào chế độ BM, cần chọn giá trị phù hợp cho cả hai điện trở Việc này giúp tránh tình trạng LED nhấp nháy, vì chế độ BM chỉ áp dụng trong hoạt động chờ khi mờ tắt dần.
Bảo vệ Quá áp Đầu ra Sơ cấp
ICL5102 cung cấp khả năng bảo vệ quá áp nhanh chóng ở phía sơ cấp thông qua cảm biến điện áp cuộn dây Chức năng này được thực hiện bằng cách kết nối pin OVP với cuộn phụ của máy biến áp HB, như thể hiện trong hình.
Figure 23 Mạch Phát hiện OVP Đầu ra HB Để quyết định ROVP_1 và ROVP_2, có thể sử dụng công thức sau:
Nếu cấp điện áp đầu ra sơ cấp được xác định là 90 V thì tỷ suất bộ phân chia có thể đạt được như sau:
Cấp nguồn cho bộ điều khiển ICL5102 được thực hiện thông qua các tụ điện nối với pin Vcc, trong đó nên sử dụng cả tụ điện phân và tụ sứ mắc song song Tụ điện phân có điện dung cao, thích hợp làm bộ nhớ điện tích, nhưng lại có khả năng khử AC kém Ngược lại, tụ sứ có hiệu quả tái ghé AC xuất sắc, nhưng điện dung của nó lại giảm tải lớn phụ thuộc vào điện áp và nhiệt độ.
Các tụ Vcc có thể được nạp thông qua mạch khởi động cao áp, cuộn phụ PFC hoặc cuộn phụ HB, tùy thuộc vào các yêu cầu và điều kiện cụ thể Nội dung này sẽ được mô tả chi tiết trong các phần tiếp theo.
Cấp nguồn
Khi khởi động lần đầu tiên, sau khi cấp nguồn AC, các tụ Vcc cần được nạp bởi mạch khởi động cao áp trước khi đạt ngưỡng bật Mạch khởi động có thể được thiết kế như trong Hình 24.
Figure 24 Cấp Nguồn Vcc từ Mạch Khởi động
Mạch khởi động kết nối với đầu vào AC chỉnh lưu qua bộ chỉnh lưu kiểu cầu, sử dụng các điện trở R3, R4 và R5 để giới hạn dòng MOSFET cạn nguồn BSS126 được áp dụng để tự động nạp Vcc, đảm bảo Vcc duy trì dưới ngưỡng nhất định theo yêu cầu thiết kế của khách hàng.
Dòng điện nạp bị các điện trở R3, R4 và R5 giới hạn phụ thuộc vào thời gian sáng từ yêu cầu hệ thống
LED driver là thiết bị quan trọng trong việc điều khiển đèn LED Nếu thời gian sáng yêu cầu là 500 ms và tụ Vcc có giá trị 220 uF, thời gian khởi động PFC và HB là 50 ms, thì dòng điện nạp nhỏ nhất có thể được tính toán dựa trên các thông số này.
𝑡𝑡𝑖𝑚𝑒_𝑡𝑜_𝑙𝑖𝑔ℎ𝑡− 𝑡 𝑃𝐹𝐶_𝑠𝑡𝑎𝑟𝑡 − 𝑡 𝐻𝐵_𝑠𝑡𝑎𝑟𝑡 = 12.2 𝑚𝐴 Để đảm bảo rằng dòng điện nạp này có thể được cung cấp tại đầu vào dòng thấp để thời gian sáng là dưới
500 ms, giá trị điện trở giới hạn dòng được tính toán như sau:
Và dòng điện nạp lớn nhất tại đầu vào dòng cao là:
Nên tách RHV thành ba điện trở mắc nối tiếp là R3, R4 và R5 để tối giảm hóa ứng suất nguồn và điện áp của mỗi điện trở giới hạn dòng.
Cấp Nguồn trong suốt quá trình Hoạt động
Sau khi đạt ngưỡng bật Vcc, ICL5102 khởi động giai đoạn PFC đầu tiên để nâng điện áp bus lên Vbus 450 V, sau đó giai đoạn HB bắt đầu hoạt động Nếu không có nguồn Vcc từ cuộn phụ PFC, mạch khởi động cao áp Vcc cần dừng hoạt động trước khi giai đoạn HB bắt đầu.
HB sẽ đảm nhận nhiệm vụ nạp điện cho các tụ Vcc Mạch khởi động có thể không còn hoạt động do mức điện áp Vcc nhất định hoặc do sự chuyển mạch cổng hạ áp của HB, như được minh họa trong Hình 24.
Để giảm điện năng tiêu thụ của ICL5102 và tránh quá nhiệt, nên điều chỉnh điện áp Vcc không vượt quá 16 V Mạch tham chiếu sử dụng bộ điều chỉnh tuyến tính cho nguồn cấp Vcc, như thể hiện trong Hình 25 dưới đây.
Figure 25 Bộ Điều chỉnh Tuyến tính cho Cấp Nguồn Vcc
Cấp Nguồn cho Driver Cao Áp
Do mát nổi của driver cổng cao áp của ICL5102, cấp nguồn cho cao áp được tách riêng và nhận biết qua mạch bootstrap Điều này như trong Figure 26:
Figure 26 Mạch bootstrap cho Cấp Nguồn Cao Áp
Design Guide 36/44 V 1.0 Để tối ưu hóa trạng thái chuyển mạch HB trong suốt quá trình khởi động và ở chế độ truyền từng đợt, tụ
HSVcc có mục tiêu đạt ngưỡng bật lên trong vòng xung cổng hạ áp đầu tiên Do vậy, điện dung có thể được tính như sau:
Giả sử tần suất khởi động HB là 300 kHz với thời gian chết 500 ms, ngưỡng bật Vcc cao nhất là 11 V và Vcc là 15 V Điện áp thuận của đi-ốt bootstrap là 0,7 V, trong khi điện trở giới hạn dòng là 10 Ω Giá trị tụ cần được xác định dựa trên các thông số này.
Trong thiết kế tham chiếu 130 W ICL5102, giá trị C H S V c c nên nhỏ hơn 120 nF, vì vậy tụ điện được chọn là 100 nF Đi-ốt trong mạch bootstrap cần phải là đi-ốt cao áp 600 V để tương thích với cấp điện áp bus, và tốc độ phục hồi ngược của đi-ốt phải là siêu nhanh.
Các cân nhắc khác cho Cấp Nguồn ICL5102
Trong điều kiện mờ tắt dần, ICL5102 làm việc ở chế độ BM Nhằm đảm bảo cấp nguồn cho ICL5102 để
Vcc cần duy trì trên ngưỡng UVLO, trong khi các cuộn phụ khác như cuộn cảm ứng cộng hưởng PFC cũng có thể được xem xét để cấp nguồn.
ICL5102 cung cấp chức năng bảo vệ quá nhiệt thông qua cảm biến nhiệt NTC được kết nối bên ngoài tại pin OTP Dòng nguồn ra từ pin OTP là 100 uA, và dòng điện này tạo ra sự sụt áp trên cảm biến NTC đã được đấu nối Khi điện áp tại pin giảm xuống, hệ thống sẽ tự động kích hoạt các biện pháp bảo vệ cần thiết.
Khi OTP giảm xuống VOTP_off = 625 mV lâu hơn thời gian xóa tOTP_blanking = 620 us trong điều kiện hoạt động bình thường, cả hai giai đoạn PFC và HB sẽ ngừng chuyển mạch, khiến ICL5102HV chuyển sang chế độ tự khởi động.
PFC và HB phục hồi sau khi điện áp tại pin OTP cao hơn VOTP_start = 703 mV để tOTP_blanking lâu hơn Điều này như trong Figure 27
Figure 27 Bảo vệ Quá Nhiệt Ngoài Để kích ngưỡng bảo vệ quá nhiệt, NTC đấu nối có giá trị điện trở:
𝐼 𝑂𝑇𝑃_𝑚𝑎𝑥 = 5.6 kΩ Để phục hồi từ bảo vệ quá nhiệt, NTC đấu nối có giá trị điện trở:
Với các giá trị tính toán, các cảm biến nhiệt NTC EPCOS 8507 Series được so sánh làm ví dụ trong
Figure 28 Đặc điểm của EPCPS NTC 8507 Series
Từ đặc điểm, NTC 100 kΩ phù hợp và được chọn cho thiết kế tham chiếu 130 W ICL5102
Để điều chỉnh biểu đồ điện trở theo các yêu cầu khác nhau, có thể bổ sung điện trở mắc nối tiếp hoặc song song vào NTC Hình 29 minh họa các ví dụ về cách điều chỉnh đặc tính của NTC.
Figure 29 Đặc tính Điều chỉnh của EPCPS NTC 8507 Series
Để tránh hụt kích bảo vệ OTP do nhiễu âm, nên sử dụng tụ sứ chất lượng tốt gần pin OTP Ngoài việc mất tác dụng, có thể bổ sung điện trở 20 kΩ vào pin OTP thay vì NTC để duy trì điện áp luôn cao hơn VOTP_start = 703 mV.
7 Sơ đồ Hoạt động ICL5102
Figure 30 Sơ đồ Hoạt động ICL5102
Gate Drives off 9.0V < V CC < 16.3V Icc approx 4.0mA
PFC Gate ON Inverter Gates OFF 9.0V < Vcc < 16.3V
Inverter Gates ON 9.0V < Vcc < 16.3V f SoftStart = f SSx
16.3V> Vcc > 9.0V Gate Drives off POWER Down AUTO RESTART
V CC Clamp ON when V CC > 16.3V
Tất cả đặc điểm bảo vệ ICL5102 được tổng hợp trong ma trận lỗi sau
Table 19 Ma trận Lỗi ICL5102
Mô tả Lỗi Đặc tính Lỗi Chế độ Hoạt động
Hệ quả của lỗi hành động có thể được định nghĩa qua thời lượng ảnh hưởng nhỏ nhất, theo dõi cấp nguồn từ 130 às Việc khởi động, bao gồm khởi động mềm và chế độ Rune, ảnh hưởng đến quá trình truyền từng khối và trạng thái chờ trong hệ thống.
Phản ứng Điện áp cấp V CC <
Ngưỡng khởi động dưới W 1 às X Chặn Cấp nguồn Điện áp cấp Vcc <
Ngưỡng UVLO dưới A 1 às X X X X X X X Ngắt nguồn
TỰ KHỞI ĐỘNG LẠI khi
V BO > 1,4 V Điều khiển ĐẦY nguồn
BI W 1 às X Chặn Cấp nguồn
OTP W 620 às X Chặn Cấp nguồn
TỰ KHỞI ĐỘNG LẠI khi
V OTP > 703 mV Điện áp Bus <
12,5% của cấp định mức Phát hiện
Giữ TẤT CẢ cổng dừng điều khiển,
KHỞI ĐỘNG LẠI khi V BUS
Dừng FET PFC KHỞI ĐỘNG LẠI khi V BUS
> 12,5% Điện áp Bus < 75% của cấp định mức Điện áp Dưới
Tránh Khởi động tới khi
Giữ cổng HB DỪNG điều khiển Điện áp Bus >
105% của cấp định mức Quỏ ỏp PFC W 5 às X
Giữ TẤT CẢ cổng dừng điều khiển
TỰ KHỞI ĐỘNG LẠI sau
109% của cấp định mức Quỏ ỏp PFC W 5 às X X X X
Dừng FET PFC KHỞI ĐỘNG LẠI khi V BUS
Mô tả Lỗi Đặc tính Lỗi Chế độ Hoạt động
Hệ quả Điện áp Bus >
Quá áp Bộ đảo lưu A 50 ms X X X Ngắt nguồn
V OVP > 2,5 V OVP W 5 às X Chặn Cấp nguồn
Dừng TẤT CẢ FET KHỞI ĐỘNG LẠI khi V OVP
< 2,5 V Hoạt động Phụ tải Điện dung dưới ảnh hưởng cộng hưởng Tải đầu cọc A 620 às X X X Ngắt nguồn
TỰ KHỞI ĐỘNG LẠI Điều khiển Phụ tải Điện dung Điều khiển Phụ tải Điện dung
1/2 chu kỳ X X Tăng tần suất HB
N = Được xử lý trong quá trình
W = Chờ trong khi điều kiện được đưa ra A = Tự khởi động Định nghĩa lỗi hành động là thời gian ảnh hưởng nhỏ nhất theo dõi cấp nguồn 130 Khởi động mềm chế độ Rune cho phép xung truyền từng khối và chờ truyền từng khối.
Phản ứng Điện áp tại pin
Quá Dòng PFC (Tiếp tục)
N 200 ns X X X X Dừng ngay thời gian bật
FET PFC Điện áp tại pin
V LSCS > 0,8 V Điều khiển quá dòng N
1/2 chu kỳ X X X Tăng tần suất HB Điện áp tại pin
V LSCS > 0,8 V Đóng Quá dòng A 50 ms X X Ngắt nguồn
TỰ KHỞI ĐỘNG LẠI Điện áp tại pin
Quá dòng bộ đảo lưu A 500 ns X X X Ngắt nguồn
N = Được xử lý trong quá trình
W = Chờ trong khi Điều kiện được đưa ra A = Tự Khởi động
[1] Thông số kỹ thuật của ICL5102
[2] Báo cáo Kỹ thuật Bảng Quy chiếu 130 W ICL5102
[3] Công cụ Thiết kế LLC ICL5102
[4] Lựa chọn MOSFET Phía Sơ cấp cho Tô-pô LLC, Lưu ý Ứng dụng, Infineon Technologies
Phiên bản Ngày phát hành Mô tả thay đổi
