Khuếch đại công suất tần số vô tuyến chế độ d

BÁO CÁO MÔN HỌC “KHUẾCH ĐẠI CÔNG SUẤT TẦN SỐ VÔ TUYẾN CHẾ ĐỘ D” Môn học: ĐIỆN TỬ THÔNG TIN Giáo viên hướng dẫn : TS. LÂM MINH LONG Nhóm thực hiện: Nhóm 2 Lớp: 18ĐHĐT01 – 010100014502 TP. Hồ Chí Minh – tháng 10 năm 2021 NHẬN XÉT CỦA GIẢNG VIÊN Nội dung:........................................................................................................... ............................................................................................................................ ............................................................................................................................ Trình bày: ......................................................................................................... ............................................................................................................................ , ngày tháng năm 2021 GIÁO VIÊN HƯỚNG DẪN (Ký và ghi rõ họ tên) LỜI CẢM ƠN Lời đầu tiên nhóm xin chân thành cảm ơn đến thầy Lâm Minh Long, giảng viên của môn “Điện tử thông tin” đã tạo điều kiện, cung cấp tài liệu để nhóm có thể hoàn thành nhiệm vụ được giao. Qua bài báo cáo, nhóm được tìm hiểu nhiều về “Khuếch đại công suất tần số vô tuyến chế độ D”, được bổ sung thêm nhiều từ ngữ chuyên ngành, nhưng thời gian thực hiện đề tài không nhiều, kiến thức còn hạn hẹp, dù đã cố gắng tìm kiếm nhưng không tìm được nhiều thông tin liên quan đến loại mạch này, và trong quá trình dịch thuật không tránh khỏi những sai sót, chính vì thế nhóm rất mong nhận được lời chỉ dẫn thêm của thầy. Xin chân thành cảm ơn !

Hoạt động lý tưởng của Bộ khuếch đại loại D

 Mạch chuyển mạch điện áp bổ sung (CVS)

Mạch CVS được mô tả trong Hình 3-l (a) 1-11, trong đó biến áp đầu vào T1 cung cấp tín hiệu biến tần cho các bóng bán dẫn Q1 và Q2 ở các cực đối ngược Khi tín hiệu biến tần đủ mạnh, các bóng bán dẫn hoạt động như công tắc, với Q1 và Q2 chuyển đổi luân phiên giữa trạng thái TẮT (cắt) và BẬT (bão hòa) Cặp bóng bán dẫn này tạo thành một công tắc hai cực, kết nối mạch điều chỉnh nối tiếp một cách hiệu quả.

Phân tích dưới đây dựa trên các giả thiết sau

1 Mạch cộng hưởng nối tiếp được điều chỉnh đến tần số chuyển mạch f là lý tưởng dẫn đến dòng tải hình sin Mạch CVS yêu cầu mạch điều chỉnh nối tiếp hoặc mạch tương đương (tạo ra dòng điện hình sin) chẳng hạn như mạng T. Không thể sử dụng mạch điều chỉnh song song (hoặc tương đương như mạng pi) trong mạch CVS vì nó áp đặt điện áp hình sin và công tắc hai cực áp dụng dạng sóng điện áp hình chữ nhật.

2 Các thiết bị hoạt động hoạt động như công tắc lý tưởng điện áp bão hòa không điện áp bão hòa bằng không và điện trở TẮT vô hạn Hành động chuyển đổi là tức thời và không mất dữ liệu.

3 Các thiết bị hoạt động có điện dung đầu ra rỗng.

4 Tất cả các thành phần là lý tưởng (Điện trở ký sinh có thể có của L và

C có thể được bao gồm trong điện trở tải R, trong khi điện trở ký sinh của tải có thể được tích hợp vào L hoặc C Dựa trên các giả thiết trong mạch tương đương của Hình 3-b, giả sử chu kỳ làm việc là 50%, tức là 180 độ bão hòa và 180 độ cắt cho mỗi bóng bán dẫn Điện áp v2(θ) áp dụng cho mạch đầu ra là một sóng vuông tuần hoàn, như thể hiện trong Hình 3-2.

Hình 3- 2: Các dạng sóng trong mạch CVS chế độ D

Việc phân tích v2( θ ) thành một chuỗi Fourier sẽ mang lại v     V  1

Bởi vì mạch điều chỉnh nối tiếp là lý tưởng nên dòng điện đầu ra là hình sin

0  R cho ra một điện áp đầu ra hình sin

Tại một thời điểm, dòng điện đầu ra hình sin sẽ đi qua một trong hai thiết bị Q1 hoặc Q2, tùy thuộc vào thiết bị nào đang hoạt động Kết quả là dòng thu được i1(θ) và i2(θ) sẽ có dạng một nửa hình sin với biên độ nhất định.

Công suất đầu ra (tiêu tán trong điện trở tải R) được cho bởi

Dòng đầu vào DC là giá trị trung bình của i1( θ ) (xem Hình 3-2).

Dòng điện từ nguồn điện một chiều thường có dạng xung nửa không, do đó cần sử dụng tụ điện rẽ nhánh cục bộ Để cải thiện hiệu suất, nên lắp đặt bộ lọc bổ sung trong đường cấp điện.

C1 và C2 thường có giá trị từ 1 μF đến 0,01 μF (+470 pF 1 μF) và được kết hợp song song để tạo khả năng bỏ qua hiệu quả cho nhiều tần số khác nhau Đặc biệt, C2 cần có khả năng tích trữ năng lượng đủ lớn để cung cấp các xung dòng điện cần thiết mà không làm giảm điện áp đáng kể trong bộ thu Q1.

Hình 3- 3: Lọc nguồn DC trong mạch CVS

Công suất đầu vào DC được cung cấp bởi:

R và hiệu suất của bộ thu (đối với hoạt động lý tưởng) là 100 phần trăm.

Khả năng đầu ra công suất được xác định bằng cách chuẩn hóa công suất đầu ra (P0) theo số lượng thiết bị hoạt động (2), điện áp cực thu (Vdc) và dòng thu đỉnh (I).

Mạch CVS cung cấp công suất đầu ra P00W khi tải R (Ω) với điện áp nguồn DC yêu cầu là Vdc = 70.25V, được tính theo Công thức (3.6) Dòng điện cực thu được là I = 4.47A, theo Công thức (3.5), trong khi dòng điện đầu vào DC được xác định là Idc = 1.42A, theo Công thức (3.7) Định mức thiết bị yêu cầu là Vdc và I.

Mạch hình 3-1 được gọi là mạch bán bổ sung vì sử dụng hai bóng bán dẫn giống hệt nhau (NPN BJT hoặc MOSFET kênh N) Cấu hình bổ sung thực sự yêu cầu BJT NPN và PNP hoặc MOSFET kênh N và P, với một số mạch loại D bổ sung thực sự không cần máy biến áp, như thể hiện trong Hình 3-4 Các mạch trong Hình 3-4(c) yêu cầu hai điện áp nguồn một chiều, trong khi Hình 3-4(d) và (e) chỉ cần một điện áp nguồn DC và cho phép gắn cả hai bóng bán dẫn trên một bộ tản nhiệt duy nhất Mạch bổ sung thực cho phép phân cực của các cổng MOSFET giảm yêu cầu công suất của ổ đĩa, tuy nhiên, không thể sử dụng trong các mạch thực tế do sự thiếu hụt BJT PNP hoặc MOSFET kênh P Các BJT PNP và MOSFET kênh P đắt hơn và có hiệu suất giảm, và thử nghiệm cho thấy các cặp MOSFET chuyển đổi nguồn bổ sung không thể hoạt động ở tần số cao hơn vài megahertz Việc phát triển thêm các cặp MOSFET hoặc BJT bổ sung thực sự sẽ mở ra khả năng mới cho mạch loại D, bao gồm khả năng tích hợp bộ khuếch đại và mạch truyền động trong một cấu trúc nguyên khối.

Hình 3- 4: Các mạch bổ sung loại D

 Mạch chuyển điện áp ghép nối máy biến áp (TCVS)

Mạch TCVS được trình bày trong Hình 3-5 [2, 5, 9, 11, 15, 16, 17]

Trong mạch CVS, biến áp đầu vào T1 cho phép Q1 và Q2 thực hiện quá trình chuyển đổi BẬT và TẮT Phân tích mạch dựa trên giả định simpMer với chu kỳ làm việc 50% Biến áp đầu ra T2 lý tưởng có m vòng ở mỗi nửa cuộn sơ cấp và n vòng ở cuộn thứ cấp Khi 0 < θ < π, điện áp v2(θ) bằng 0 nếu Q2 được bật và Q1 tắt, dẫn đến điện áp qua nửa dưới của cuộn sơ cấp là Vdc.

Vì máy biến áp lý tưởng nên điện áp trên nửa trên của cuộn sơ cấp cũng là Vdc.

Do đó đối với 0 ≤θ≤π , v 1¿)= 2Vdc Đối với π ≤θ≤ 2 π , Ql bật Q2 tắt do đó v 1()  0 và v 2 (  ) 

2V dc Hiệu điện thế trên mỗi nửa cuộn sơ cấp là Vdc, nhưng nó di

6 chuyển theo hướng ngược lại với hướng được chỉ ra trong Hình 3-6 Do đó điện

Hình 3-6 minh họa điện áp trên cuộn sơ cấp của T2 trong khoảng 0 ≤ θ ≤ π, cho thấy rằng điện áp trên mỗi nửa cuộn sơ cấp là một sóng vuông với mức ± Vdc Đồng thời, điện áp trên cuộn thứ cấp cũng có hình dạng sóng vuông, nhưng với mức ± (n/m) Vdc.

Hình 3- 7: Các dạng sóng trong mạch TCVS loại D Điện áp đầu ra (Hình 3-7) là thành phần tần số cơ bản của v( θ ) với biên độ

Do đó, công suất đầu ra được cung cấp bởi

Điện trở được quan sát trên một nửa cuộn sơ cấp của T2, trong khi nửa còn lại mở, tương ứng với điện trở tương đương cho mỗi bóng bán dẫn Với cùng một điện áp nguồn một chiều Vdc và điện trở tải tương đương R, công suất thu được trong mạch TCVS cao gấp 4 lần so với công suất trong mạch CVS Dòng thu của Q1 và Q2 có dạng nửa hình sin với biên độ nhất định.

Gấp đôi so với trường hợp của mạch CVS.

Dòng điện đầu vào một chiều có thể được xác định bằng giá trị trung bình của dòng điện cấp vào vòi trung tâm của máy biến áp đầu ra T2.

Trong mạch CVS, cần thiết phải có một tụ điện rẽ nhánh cục bộ Giải pháp được đề xuất trong Hình 3-3 cũng có thể áp dụng cho mạch TCVS Theo Công thức 3.16, Idc được sử dụng để tính toán công suất đầu vào DC.

R và hiệu suất của bộ thu (đối với hoạt động lý tưởng) là 100%.

Khả năng phát điện giống như trường hợp trước.

Xem xét thực tế

Trong các mạch thực tế, các giả định đơn giản hóa được đưa ra trong phần mạch chuyển mạch điện áp bổ sung (CVS) thường không được chấp nhận.

1 Các bóng bán dẫn thực có thời gian chuyển mạch khác không, điện cảm ký sinh và điện dung, điện trở BẬT khác không và có thể có điện áp bão hòa.

2 Tụ điện và cuộn cảm từ mạch điều chỉnh đầu ra có điện trở ký sinh (nghĩa là hệ số chất lượng không tải hữu hạn).

3 Mạch RLC điều chỉnh đầu ra có hệ số chất lượng tải hữu hạn.

4 Ví dụ, mạch tải có thể có điện kháng thuần khác 0 ở tần số hoạt động do nhầm lẫn.

5 Có thể cho các biến thể hoặc thay đổi tần số xuất hiện trong thời gian của bóng bán dẫn. Ảnh hưởng của tất cả các yếu tố này không thể được ước tính bằng phân tích bởi vì một mô hình mạch gần như hoàn chỉnh sẽ đưa ra các phương trình rất phức tạp Vì lý do này, phân tích dưới đây đánh giá ảnh hưởng của từng sự không hoàn hảo của mạch đối với hoạt động của bộ khuếch đại công suất loại D. Kết quả cung cấp ước tính chính xác hơn về công suất đầu ra, hiệu suất bộ thu và ứng suất của thiết bị hoạt động, cho phép thiết kế mạch và nhiệt chính xác hơn Tổng tác động của nhiều hơn một trong số các yếu tố này có thể được ước tính bằng sự kết hợp thuận tiện của các tác động riêng lẻ Ước tính này chỉ là một ước tính gần đúng; một phân tích chính xác yêu cầu mô phỏng số

Mạch CVS loại D với phản kháng tải là một điểm nhảy quan trọng trong thiết kế mạch điện Các điện dung đầu ra của bóng bán dẫn Cp1 và Cp2 cùng với điện dung của mạch lạc ảnh hưởng đến hiệu suất của mạch Điện kháng thuần chuỗi X tại tần số chuyển mạch f có thể dẫn đến việc mô hình nhầm mạch hoặc thay đổi tần số hoạt động, cần được xem xét kỹ lưỡng trong quá trình thiết kế.

Hình 3-11: Mạch CVS Class D với tải phản

Hình 3- 12: Các dạng sóng trong mạch CVS loại D với tải phản kháng

Ngoài các thông số kỹ thuật đã nêu, các giả định đơn giản hóa trong phần Mạch chuyển đổi điện áp bổ sung (CVS) vẫn được áp dụng Hình 3-12 minh họa các dạng sóng của mạch, với giả định chu kỳ nhiệm vụ là 50%.

Do điện kháng nối tiếp, dòng điện đầu ra i0 ( ) (và điện áp đầu ra v0 (

) bị lệch pha so với v2 ( ) dạng sóng điện áp và cả i1 ( ) và i2 (

Trong các mạch điện, nếu Q1 và Q2 là MOSFET, dòng điện âm có thể đi qua mà không gặp trở ngại Ngược lại, khi Q1 và Q2 là BJT, dòng điện âm không thể đi qua các bóng bán dẫn, dẫn đến việc tích điện ở các điện dung Cp1 và Cp2, tạo ra các xung điện áp lớn có khả năng gây hư hỏng cho các bóng bán dẫn.

Một đường dẫn thích hợp cho dòng cực thu âm được cung cấp bởi các diode Dl và D2 trong Hình 3-13 Dòng điện đầu ra i0 (

) được dẫn qua một trong bốn thiết bị (Q1 ,D1 ,Q2 hoặc D2), ngăn chặn các điện áp bộ thu đột biến (Hình 3-14).

Hình 3-13: Diode bảo vệ chống song song trong bộ khuếch đại loại D sử dụng

BJT Hình 3-14:Các dạng sóng trong mạch CVS loại D với Diode bảo vệ

Dòng điện tạo xung từ Q1 và Q2 nạp/xả Cp1 và Cp2 trong quá trình chuyển mạch được thể hiện chính xác trong Hình 3-12 và 3-14 Tổn thất điện năng do điện dung ký sinh sẽ được phân tích trong phần sau.

Các bóng bán dẫn lưỡng cực trong mạch TCVS loại D có thể được bảo vệ bằng cách sử dụng các điốt chống song song từ bộ thu đến bộ phát Thiết bị hoạt động trong bộ khuếch đại TCCS loại D cần phải chịu được điện áp bộ thu âm khi ở chế độ OFE Do cấu tạo của MOSFET công suất, một diode ký sinh sẽ dẫn điện khi điện áp xả là âm, vì vậy cần có một diode mắc nối tiếp với mỗi cống.

Các bóng bán dẫn lưỡng cực thường gặp hạn chế về điện áp cực thu âm khi ở trạng thái tắt, nhưng có thể được bảo vệ bằng cách sử dụng điốt nối tiếp với bộ thu Điện kháng nối tiếp làm giảm biên độ và công suất của dòng điện đầu ra Ký hiệu Z = R + jX, dòng điện đầu ra của mạch CVS được xác định bởi i = 2 V dc sin.

Hiệu suất của mạch loại D không bị ảnh hưởng, nhưng công suất đầu ra có thể giảm do dòng điện qua các thiết bị hoạt động nhảy khi xảy ra chuyển mạch Điều này dẫn đến thời gian chuyển đổi lâu hơn do các thiết bị chuyển mạch có khả năng di/dt hạn chế, công suất tiêu tán cao hơn trong thời gian chuyển tiếp, và tổn hao do các điện cảm dẫn liên quan đến các thiết bị hoạt động.

Mạch đầu ra trong Ví dụ 3.1 bị ngắt, dẫn đến điện kháng nối tiếp X = 10Ω tại tần số chuyển mạch Áp dụng công thức 3.33 và 3.34, biên độ dòng điện đầu ra giảm xuống còn I = 3,16 A và công suất đầu ra giảm xuống P0 = 50W Dòng điện đầu vào DC cũng giảm xuống Idc = 0,71A, trong khi hiệu suất bộ thu vẫn giữ ở mức 100% Kết quả là khả năng công suất đầu ra giảm xuống còn CP = 0,1125.

 Điện dung Shunt hoặc dòng điện cảm tại công tắc

Đầu ra điện dung tuyến tính và điện dung ký sinh có thể làm gián đoạn hoạt động của thiết bị (CP1 và CP2, Hình 3-11), bao gồm cả điện dung của bóng bán dẫn Trong phân tích tiếp theo, chúng tôi sẽ đưa ra các giả định dựa trên phần Mạch chuyển đổi điện áp bổ sung (Complementary Voltage Switching (CVS) Circuits), ngoại trừ

Giả định liên quan đến đầu ra điện dung rỗng của các thiết bị hoạt động, trong đó điện dung ký sinh được coi là không phụ thuộc vào điện áp của bộ thu Nếu Q1

BẬT và Q2 TẮT, thì CP1 được phóng điện và CP2 được sạc thành VDC Khi Ql

Khi TẮT và Q2 BẬT, CP2 sẽ phóng điện ngay lập tức qua điện trở BẬT bằng không của Q2 Đồng thời, CP1 cũng được tính vào Vdc và có thể liên tục đến quý 2.

CP2 được phóng điện, năng lượng tích trữ trong nó sẽ bị tiêu tán (trong Q2)

2 3.35 Đồng thời, năng lượng bị tiêu tán (trong Q2) để sạc Cpl từ con số không tới VDC:

Khi Ql được bật và Q2 tắt, Cp2 sẽ được sạc thành Vdc, trong khi Cpl thực hiện phóng điện Năng lượng tiêu tán trong Q1 trong quá trình này là tổng của Edis1 và Edis2, tương đương với năng lượng tiêu tán trong Q2 tại thời điểm giao hoán khác Tần số chuyển mạch được ký hiệu là f, và tổn thất công suất do điện dung ký sinh được tính toán theo công thức cụ thể.

P dis =2( E dis,1 + E dis ,2 )=( C P 1 +C P 2 ) V dc 2 f =2 C P V dc 2 f 3.37

Trong đó: Cpl = Cp2 = Cp (Vì các Transistors luôn giống nhau).

- Một số nhận xét và cân nhắc thực tế

1 Tổn thất điện năng do cơ chế này không làm giảm công suất đầu ra Điều này là do dòng điện nạp và xả điện dung Cpl và Cp2 chỉ chảy qua Ql ,Q2 và nguồn điện, và không lưu thông qua tải Kết quả là, các phương trình được đưa ra trong Phần 3.1 cho công suất đầu ra không bị ảnh hưởng bởi điện dung ký sinh Công suất đầu vào DC là tổng của công suất đầu ra và các tổn thất công suất được cho bởi Công thức 3.37.

Bộ khuếch đại Lớp BD

Có sự khác biệt quan trọng giữa bộ khuếch đại Class B và Class D liên quan đến mạch và nguyên tắc hoạt động Bộ khuếch đại RF thường không thể hoạt động ở cả hai lớp Băng tần do hạn chế từ mạch điều chỉnh và công suất đầu vào DC Khi các thiết bị của bộ khuếch đại loại B đạt đến mức bão hòa, sẽ không có sự tăng công suất đầu ra hoặc hiệu suất bộ thu Hơn nữa, các thiết bị trong bộ khuếch đại Class D không thể được sử dụng như các nguồn dòng điện được kiểm soát.

Bộ khuếch đại loại B có đặc tính truyền tuyến tính và hiệu quả cao, lý tưởng là 78,5% ở mức sản lượng tối đa Tuy nhiên, hiệu suất trung bình cho các tín hiệu thường gặp như AM đơn âm và điều chế biên độ vuông góc lại thấp hơn nhiều Trong khi đó, bộ khuếch đại Class D có hiệu suất lý tưởng lên đến 100%, nhưng yêu cầu một hệ thống phức tạp để đạt được đặc tính truyền tuyến tính Mạch khuếch đại loại BD tương tự như bộ khuếch đại Class D, với sự bổ sung của điện trở và tụ điện, cho phép thiết bị hoạt động như nguồn hiện tại hoặc công tắc.

Bộ khuếch đại lớp BD hoạt động với Q1 và Q2 bị ngắt ở mức đầu ra thấp, cho phép chúng hoạt động như các nguồn dòng điện được điều khiển Khi mức đầu ra tăng cao, Q1 và Q2 luân phiên cắt và hoạt động trong vùng bão hòa một phần Tại điểm cao nhất, cả hai transistor có thể bị cắt, dẫn đến tình trạng bão hòa trong bộ khuếch đại Class B.

D, vùng này được gọi là vùng bão hòa hoàn toàn của bộ khuếch đại.

Việc thêm điện trở R không ảnh hưởng đến hiệu suất của bộ thu trong chế độ tuyến tính (Loại B), nhưng có thể làm giảm hiệu quả trong khu vực bão hòa Tuy nhiên, điện trở này cho phép mạch chuyển đổi từ hoạt động Loại B sang Loại D, mang lại mức tăng công suất đầu ra đỉnh lên đến  2 /4 lần so với hoạt động Loại B Hiệu quả trung bình cho các tín hiệu có tỷ lệ đỉnh-trung bình lớn, như giọng nói SSB, được cải thiện đáng kể.

Hình 3-43: Các mạch tương đương của bộ khuếch đại Class DE; (a) Q1 = BẬT, Q2 = TẮT;

Phân tích và thiết kế

Lưu ý rằng, trong bộ khuếch đại Class DE, mạch điều chỉnh theo chuỗi không cộng hưởng ở tần số chuyển đổi, f Ở tần số này, nó có điện trở thuần

Mạch yêu cầu điện kháng ròng hoạt động bình thường, với dòng điện đầu ra i0 có sự dịch chuyển pha cao so với thành phần tần số tự do cơ bản của v2 (θ) Sự dịch chuyển giai đoạn này được thể hiện rõ trong hoạt động của mạch.

Bộ khuếch đại Lớp DE

Trong bộ khuếch đại Class D, có nhiều cơ chế gây mất công suất, nhưng tổn thất điện năng do điện dung ký sinh thường là không đáng kể Thực tế cho thấy, những tổn thất công suất này có thể hạn chế khả năng sử dụng hiệu quả của bộ khuếch đại Class D.

Để giảm tổn thất điện năng ở tần số cao, cách hiệu quả nhất là giảm điện áp trên các công tắc khi chúng được BẬT Điều này có thể thực hiện được nếu thời gian chết xảy ra giữa lúc một thiết bị TẮT và một thiết bị khác BẬT Trong thời gian này, cả hai điện trở truyền đều không hoạt động và cơ chế sạc/xả không làm mất dữ liệu trong Mạch loại D.

Phân tích mạch CVS Class D cho thấy các giả định về mạch chuyển đổi điện áp bổ sung (CVS) là hợp lệ, ngoại trừ điện dung đầu ra rỗng của các thiết bị Điện dung ký sinh được coi là không phụ thuộc vào điện áp bộ thu Dựa trên các giả định này, các mạch tương đương đã được xác định và các dạng sóng của mạch được trình bày Để giảm thiểu tổn thất điện năng do điện dung ký sinh, điện áp trên công tắc khi BẬT cần phải bằng không Các phương trình từ 3.129 đến 3.131 áp dụng cho trường hợp công tắc Q2 BẬT và có thể được điều chỉnh cho công tắc Q1 BẬT, với điều kiện tương tự cũng có thể được xác minh dễ dàng.

Các điều kiện trong phương trình 3.129 và 3.130 là đặc trưng cho bộ khuếch đại loại E, được thảo luận chi tiết trong Chương 4 Do đó, mạch loại D được thiết kế để đáp ứng các điều kiện này được gọi là mạch Lớp DE, mạch Lớp D chuyển mạch mềm, hoặc mạch Lớp D với điều kiện chuyển mạch Lớp E.

Phương trình 3.130 cho kết quả liên tiếp i C 2 i C 2

Khi một bóng bán dẫn BẬT, điện áp trên nó là 0 và dòng thu ở trạng thái BẬT cũng bằng 0, không có dòng điện nhảy tại thời điểm này Hậu quả của điều này là

Việc chuyển đổi công tắc với tốc độ chậm vừa phải không gây ra tổn thất điện năng đáng kể Dòng khởi động bằng không giúp giảm thời gian chuyển đổi và hạn chế tổn thất điện năng trong quá trình này Để đơn giản hóa phân tích, dạng sóng của v2(θ) được xem xét.

) được xấp xỉ bằng dạng sóng hình thang 12 Thời gian chết góc là 2 (xem Hình 3-44) Đối với

Từ các phương trình 3.129 và 3.132, ta có:

Lưu ý Phương trình 3.130 đã được sử dụng, vì nó được giả định rằng i 0 ( )  I sin bởi ở phương trình 3.132 Thành phần tần số cơ bản của v 2 ( 

 3.134 dẫn đến công suất đầu ra là:

Thay thế phương trình 3.133 trong phương trình 3.135 cho kết quả:

Công thức 3.133 và 3.136 xác định điện áp đầu vào DC Vdc và biên độ dòng tải I cho tần số, công suất đầu ra, điện dung đầu ra và thời gian chết nhất định Do đó, điện trở tải cần thiết sẽ được tính toán dựa trên những yếu tố này.

Đối với các ứng dụng thực tế, việc biểu diễn sự thay đổi của các thông số vận hành theo thời gian chết bằng đồ thị là rất thuận tiện, giúp lựa chọn điểm vận hành phù hợp.

Hình 3-45: Các thông số vận hành so với thời gian chết tm (IRF540 MOSFET, P0 = 300W, f = 13.56 MHz)

Sử dụng các giá trị từ Ví dụ 3.5 với P0 = 300W, f = 13,56 MHz, và IRF540 MOSFETs có COSS = 560 pF tại VDS = 25V, có thể vẽ các đường cong từ Hình 3-45 Phân tích các đường cong cho thấy điểm hoạt động tối ưu là tm = 12 ns ( = tm f  = 0.5112 rad), với các thông số Vdc = 75,3V, I = 15A, R = 2,667  và CP = 0,1328.

Giả sử hệ số chất lượng tải là Q  1/ (CR)  5 , C0,2pF và

 Bộ truyền động hình sin

Việc điều khiển mạch chế độ DE hoạt động ở tần số cao, khoảng 10 MHz trở lên, gặp nhiều khó khăn khi sử dụng bộ truyền sóng vuông Điều này do yêu cầu phải tạo ra sóng vuông với độ chính xác cao, đặc biệt là trong việc điều khiển thời gian chết với sai số chỉ 1ns, cùng với việc cần một biến áp đầu vào có băng thông lớn Tuy nhiên, mạch chế độ DE vẫn dễ điều khiển hơn so với mạch Class.

D vì cả hai transistor đều TẮT trong quá trình chuyển đổi điện áp, và hiệu ứng của Miller ở cả BẬT và TẮT được giảm xuống gần như bằng không.

Bộ truyền động sóng hình sin là lựa chọn tối ưu vì giảm yêu cầu công suất và cho phép kiểm soát thời gian chết qua biên độ điện áp cổng Bộ truyền hình sin có thể áp dụng trong các mạch chế độ DE với MOSFET, nhờ vào mức điện áp cổng ngưỡng thấp hơn mức tắt của chúng; khi vượt ngưỡng, transistor nhanh chóng chuyển sang trạng thái bật Phần đầu vào của mạch sử dụng máy biến áp điều khiển bằng điện áp hình sin, trong khi điện áp cổng của transistor là sóng hình sin lệch pha 180 độ.

Hình 3-46 minh họa dạng sóng trong các mạch cổng của bộ truyền hình sin, trong đó biên độ điện áp cổng vào nguồn vGS1 và vGS2 được ký hiệu là VG, và điện áp ngưỡng được ký hiệu là VT.

Cho VT và tm, Công thức (3.138) tạo ra VG cần thiết Bằng cách sắp xếp lại t  2 arcsin  V T 

Có thể xác định phạm vi thời gian chết có thể đạt được bằng phương pháp này.

- Hạn chế đầu tiên đối với tm là đỉnh điện áp cổng được giới hạn ở giá trị lớn nhất thường là VGSmax = ± 20 ± 30V.

Ví dụ: IRF540 có VGSmax = ± 20 V [20] với f = 13,56 MHz và VT = 3,5V, kết quả là tm, min = 4,1 ns (thời gian chết góc khoảng 20 o ).

Giới hạn thứ hai cho tm xảy ra khi điện áp cổng vào không đủ cao để BẬT MOSFET một cách hiệu quả Theo khuyến nghị [23], điện áp VG nên lớn hơn 6,5V Do đó, thời gian chết tối đa được xác định là tm, max = 13,3ns, với thời gian chết góc khoảng.

Trong ví dụ 3.19, thời gian trễ tm đạt 12ns với điện áp cổng VG là 7.2V Với điện áp này, điện tích cổng cần thiết khoảng 30 nC, và biên độ dòng cổng IG cũng được xác định.

Điện trở cổng RG của MOSFET IRF540 ước tính khoảng 1 , dẫn đến tổn thất công suất trong mạch cổng là PG = 3,28W cho mỗi transistor Để đạt được công suất này một cách hiệu quả, có thể sử dụng trình điều khiển chế độ D hoặc chế độ E.

CAD của mạch loại D

Mô phỏng mạch phi tuyến là công cụ quan trọng trong phân tích, thiết kế và tối ưu hóa bộ khuếch đại công suất RF chế độ chuyển mạch, mang lại lợi ích vượt trội so với phương pháp tạo mẫu tiêu chuẩn như giảm thời gian và chi phí phát triển, nâng cao hiểu biết về hoạt động của mạch và phát hiện các vấn đề tiềm ẩn SPICE là công cụ linh hoạt, hữu ích cho việc phân tích và tối ưu hóa bộ khuếch đại, nhưng cần đảm bảo mô hình hóa chính xác bóng bán dẫn và mạch Các biện pháp phòng ngừa cần được thực hiện để đạt hiệu quả tối ưu.

1 Các yếu tố nhiêu âm đáng kể phải được đưa vào mô tả mạch.

2 Các mô hình của thiết bị đang hoạt động phải được thể hiện bằng cách sử dụng các mạch phụ (bao gồm nhiễu âm của gói thiết bị: dẫn điện cảm và điện dung phân tán).

3 Việc lựa chọn các phương án phân tích nhất thời phải được xem xét. (Mặc dù các kỹ thuật miền thời gian hơi kém hiệu quả, nhưng chúng cần thiết cho các ứng dụng trong đó có các thiết bị hoạt động hoạt động phi tuyến tính.)

Mô hình IRF520 SPICE được minh họa trong Hình 3-50 và Bảng 3-1, trong đó MOSFET công suất được thể hiện qua một mạch phụ với các phần tử ký sinh, bao gồm điện cảm dây liên kết.

Hình 3-50 Sơ đồ mạch con của IRF520

Bảng 3-1: Danh sách mạng lưới mạch phụ SPICE của MOSFET nguồn IRF520 (của Hệ thống PCB Cadence).

Model IRF520 NMOS (Bậc = 3 Gamma = 0 Delta = 0 Eta = 0 Theta = 0

+ Kappa = 0 Vmax = 0 Xj = 0 Tox = 100n Uo = 600 Phi = 6 Rs = 1459

+ Cbd = 622,1p Pb = 8 Mj = 5 Fc = 5 Cgso = 517.9p Cgdo = 137.3p

Bộ khuếch đại Class DE sử dụng MOSFET công suất IRF520, được mô phỏng trong Hình 3-51, hoạt động với tần số chuyển mạch 5MHz Mạch này có điện áp nguồn một chiều V dc = 75V và điện trở tải R = 102 , cùng với Q tải của đoạn mạch nối tiếp.

Hình 3-51 Sơ đồ PSPICE của bộ khuếch đại công suất Class DE

Tất cả các mô phỏng dưới đây được thực hiện bằng MicroSim DesignLab, phiên bản 7.1, năm 1996 Phân tích thoáng qua với dạng sóng hình sin được sử dụng làm kích thích trong các mô phỏng Do mạch cần thời gian để ổn định, quá trình mô phỏng diễn ra từ t = 0 đến t = 1 us, và chỉ dữ liệu đầu ra từ 0.8 us đến 1 us được ghi lại.

Một số dạng sóng mạch quan trọng được trình bày trong Hình 3-52, từ đó có thể thu thập các thông số vận hành như hiệu suất năng lượng và công suất đầu ra của thiết bị Cần lưu ý rằng các điều kiện chuyển mạch loại E không nghiêm ngặt, nhưng vẫn rất ổn định, với sự xuất hiện của sóng điện áp xả do các điện cảm ký sinh gây ra Để đảm bảo hiệu suất tối ưu, mạch cần được điều chỉnh thông qua việc thay đổi mức truyền động và độ tự cảm nối tiếp.

Việc sử dụng mô phỏng SPICE để đánh giá dạng sóng miền thời gian mang lại nhiều lợi ích rõ ràng Mạch Lớp D có thể được mô hình hóa với mức độ phức tạp khác nhau, cho phép tính toán đồng thời tất cả các hiệu ứng bậc hai Ngoài ra, các mạch cho ổ cổng hình sin hoặc hình chữ nhật cũng được mô phỏng một cách chính xác Tuy nhiên, quá trình mô phỏng thường diễn ra chậm và việc tối ưu hóa thiết kế là một thách thức lớn.

Hình 3-52 Các dạng sóng mô phỏng PSPICE trong bộ khuếch đại Class DE

Mạch Lớp D có thể được mô phỏng bằng các trình mô phỏng mạch đa năng như SPICE, nhưng do đặc điểm của bộ khuếch đại Class D, việc phân tích DC và AC bằng SPICE không mang lại hiệu quả tối ưu.

D yêu cầu sử dụng tùy chọn phân tích tạm thời để mô phỏng các ứng dụng thực tế Việc đáp ứng tuần hoàn ổn định của mạch cần được thực hiện qua mô phỏng, vì mô phỏng chậm và khó tối ưu hóa thiết kế Điều này cho thấy tầm quan trọng của việc mô phỏng hiệu quả bộ khuếch đại Class.

D yêu cầu các chương trình chuyên biệt như HB-PLUS.

Chương trình HB-PLUS, phát triển bởi Design Automation, Inc., chuyên mô phỏng và tối ưu hóa bộ chuyển đổi nửa cầu cộng hưởng và không cộng hưởng, bộ biến tần DC/AC, và máy phát điện RF Chương trình này cho phép mô phỏng phản ứng nhất thời theo chu kỳ từ bất kỳ điều kiện khởi động nào và phản ứng tuần hoàn ở trạng thái ổn định của mạch HB-PLUS trực tiếp mô phỏng đáp ứng chính xác định thời gian ở trạng thái ổn định, trong khi các bộ mô phỏng SPICE cần nhiều chu kỳ RF để đạt giá trị gần đúng Với khả năng mô phỏng mạch Class D nhanh chóng, HB-PLUS chỉ mất khoảng 0,5 giây trên máy tính 33 MHz 486.

� Đầu ra HB-PLUS bao gồm:

1) Đồ thị miền thời gian và phổ miền tần số của tất cả các impor điện áp mạch tant và các dạng sóng hiện tại,

2) Lập bảng công suất đầu vào DC, công suất đầu ra, hiệu quả, không hiệu quả, công suất tiêu tán trong mỗi phần tử mạch (bao gồm cả tổn hao công suất ký sinh trong mỗi cuộn cảm và tụ điện), và ứng suất dòng điện và điện áp đỉnh của bóng bán dẫn, ở các cực bình thường và nghịch.

Nhiều kết quả không được cung cấp trực tiếp trong trình mô phỏng SPICE, và một số kết quả khó ước tính sau khi thực hiện mô phỏng.

Chương trình HB-PLUS cho phép quét tối đa 28 thông số mạch và vẽ biểu đồ của hai biến đầu ra so với thông số quét trong các giới hạn quy định Một khả năng đáng chú ý của chương trình là tự động điều chỉnh các thông số hoạt động và giá trị thành phần nhằm đạt được hiệu suất tối ưu đã xác định, điều mà SPICE không thể cung cấp.

Mô hình chung của bộ khuếch đại nửa cầu trong HB-PLUS, như được minh họa trong Hình 3-53, bao gồm hai công tắc và một mạng tải Hình 3-54 thể hiện mô hình chuyển mạch, cho thấy cấu trúc và cách thức hoạt động của hệ thống này.

1 Một điện trở, R off lập mô hình điện trở TẮT,

2 Một điện trở, R on , mô hình hóa điện trở BẬT ( R DS ,on bật cho MOSFET hoặc

3 Nguồn điện áp, V o , mô hình hóa V CEsat của BJT,

4 Một mạch RC nối tiếp, C out R cout , mô hình hóa điện dung đầu ra của thiết bị hoạt động và khả năng chống ký sinh của nó,